低频相位仪电路的改进与仿真

吕曙东

（盐城工学院实验教学部，江苏盐城224051）

相位差测量广泛应用于电力系统、自动化测控领域。正弦波信号经过不同的网络后会有不同的相位，测量两组同频信号相位差对研究网络系统的频率特性及提高电能的利用率具有重要意义。工程上用φ表示交流电路电压和电流之间的相位差角（阻抗角），用cos φ表示功率因数。测量功率因数和相位通用方法是测量时间差，即利用两个电压比较器进行波形转换，然后通过门电路得到矩形脉冲，该脉冲信号的宽度即为被测相位差所持续的时间。低频相位仪有脉冲计数法、电压测量法、锁相环测量法等多种实现方案[1]，不论采用何种方案和技术，其精度关键取决于波形转换单元时间差的测量。这里针对低频相位仪的前端信号处理电路进行改进和仿真，实现了频率范围为5 Hz～20 kHz相位差的测量，并引入自动增益控制系统以提高相位差的测量精度。

1 移相电路

所谓移相，是指两组同频信号以其中的一路为参考信号，另一路相对于该信号作超前或滞后的移动，即称为相位的移动。两路信号的相位不同，便存在相位差，简称相差。不同频率的正弦波电压通过RC电路时，输出信号的电压幅度和相位与输入信号不同。由一级RC网络组成的超前模拟移相电路，如图1所示。设置正弦波输入信号幅值为10 V，频率为400 Hz，由示波器测得移相信号uB与基准信号uA的相位差持续时间为319 μs，计算两组信号相位差为（319/2 500）×360°≈45.9°，理论计算值约为44.86°，移相电路的相频响应曲线如图1中波特图仪所示[2]。

对于图1阻容移相网络，当输入信号频率满足ωRC=1即f≈398 Hz时，移相信号相位超前基准信号45°。结合图1中相频响应曲线分析可知，随着输入信号频率的增大，相位差将趋于0°；随着输入信号频率的减小，相位差将趋于90°。如将移相电路中RC位置互换，则可实现0°～90°滞后移相。

2 波形转换电路

图1中基准信号uA与移相信号uB分别接入两个过零比较器，使双极性的正弦波转换为单极性的方波脉冲u01和u02，方波脉冲的上升沿仅仅决定于输入信号的过零点，两个脉冲经过与门处理即可合成待测信号u0，u0信号的脉冲宽度即为相位差持续时间。波形转换电路及波形转换图如图2所示[3]。

图1 移相电路及相频响应曲线Fig.1 Circuit of phase-shifting and phase-frequency response curve

3 波形转换改进电路

图2 波形转换Fig.2 Waveform-transforming

3.1 异或门鉴相电路

图2（a）波形转换电路因为直接采用过零比较器，可能导致电压比较器在零电位附近产生振荡，这样得到的整形后的方波信号在跳变沿会有许多抖动。为了提高抗干扰能力，可将过零比较器改为同相输入滞回比较器，两路矩形脉冲通过异或门进行鉴相，仿真电路如图3所示，两路滞回比较器及鉴相器的输出波形如图3中示波器所示。

因为比较器输出电压很小，在输出端接一上拉电阻（R6、R7）可提高输出电压。用运放同相端作为输入端的目的是提高输入阻抗。D触发器为相位极性判别电路，其作用是判断两组信号的超前或滞后关系，当Q输出为高电平时移相信号超前于基准信号，Q为低电平时则相反。VD1～VD4的作用是使集成运放的最大差模输入电压不超过二极管的正向导通电压，以实现运放输入端的过电压保护[4]。

图3 异或门鉴相电路及输出波形Fig.3 Circuit of phase-detection by exclusive-OR gate and output waveform

选用通用型运放741，为使比较器输出符合后级集成电路要求的高、低电平，运放选用+5 V单电源供电，选用1N4148二极管，D触发器74LS74的输出端接一红色指示灯以表明触发器Q端的状态。设置正弦波输入信号幅值为10 V，频率为400 Hz，打开仿真开关，可见Q为高电平状态，移相信号相位超前，同时由图3中示波器可测出移相信号与基准信号的相位差持续时间为323 μs，相位差为46.5°，所测数据与图1基本一致。

3.2 二分频鉴相电路

根据同相输入滞回比较器的工作原理对图3分析可见，在同一个测量周期内，鉴相电路产生了两个矩形脉冲信号，图3示波器中两条读数指针所测脉冲宽度才是真正的相位差持续时间。为此需对电路进行进一步改进，将滞回比较器输出的两路矩形脉冲信号均经过一只D触发器进行二分频，再接入异或门进行鉴相。二分频鉴相电路如图4所示，在相同参数测试条件下（正弦波输入信号幅值为10 V，频率为400 Hz），电路的输出波形如图5（a）所示，每个鉴相脉冲宽度均代表了相位差的持续时间（同为323 μs），鉴相脉冲的占空比正比于基准信号与移相信号的相位差[5]，占空比乘以360°即可测出精确相位差角度。

图4 二分频鉴相电路Fig.4 Circuit of phase-detection by half-frequency

滞回比较器可以很好地消除抖动，但如果二分频鉴相电路中基准信号uA的频率较低时，会使移相信号uB的幅值过小，其滞回比较器将不能产生正常的矩形脉冲，从而引起鉴相信号出现异常。如当图4中正弦波输入信号幅值仍为10 V，但频率变为40 Hz时，二分频鉴相电路的基准信号、移相信号及鉴相信号的输出波形如图5（b）所示，可见此时移相信号与基准信号的相位差持续时间已失去测量意义。

图5 二分频鉴相电路输出波形Fig.5 Output waveform of half-frequenly phase-detection circuit

3.3 移相信号放大电路

减小滞回比较器引入的相位误差的一个直接方法是对移相信号进行放大，再将放大后的两路幅度大致相等的正弦波信号送入滞回比较器进行相位差的测量[6]。以图5（b）参数为例（正弦波输入信号幅值为10 V，频率为40 Hz），将移相信号经过如图6（a）所示同相放大电路放大后，再通过二分频鉴相电路测到的基准信号、移相放大信号及鉴相信号的输出波形如图6（b）所示，由示波器可测出相位差持续时间为5.819 ms，相位差为83.8°，理论计算值约为84.26°。

根据移相信号幅值的大小，适当调节图6（a）同相放大电路的电压增益，通过Multisim 10仿真测试，当输入信号频率在5 Hz～20 kHz之间变化时，二分频鉴相电路能实现精度较高的相位差测量。

4 程控增益放大电路

为了使移相信号能与基准信号（电路输入正弦波信号）幅度保持基本相等，可使用自动增益控制技术，即根据移相信号的大小自动调整图6（a）所示同相放大电路的电压增益，使移相信号始终保持在靠近基准信号范围内，这种具有增益自动切换功能的放大器称为程控增益放大器[7]。

由集成运放和模拟开关构成的程控增益放大器电路框图如图7所示，其电压增益为Au=（1+Rf/Rgj），其中j=1，2，…，8，其输出电压u0通过线性检波电路后作为8个电压比较器（A2～A9）的同相输入公共端，R1～R9作为基准分压电阻，8路比较器的输出信号分别接至编码器的数据端，编码器输出的3位二进制代码接至模拟开关的地址端。可见同相放大电路（A1）输出电压u0的有效值确定了编码器的输出状态，进而通过模拟开关选通不同的电阻Rgj控制同相放大电路的电压增益，即构成自动增益控制系统[8]。

图6 移相信号放大电路及仿真曲线Fig.6 Amplifier circuit of phase-shifting signal and simulation curve

图7 程控增益放大器电路Fig.7 Circuit of gain-controllable amplifier

图7中选用单电源供电的四运放LM324，8-3线优先编码器74LS148，单8通道模拟开关CD4051[9]，各电阻值及基准电压应按实际系统测量要求预置选定。

图7中的线性检波电路由精密检波器和加法器构成，电路如图8所示，线性检波电路也称为交流-直流转换器，这是求出输入信号绝对平均值的电路，输入信号为正弦波时，输出信号的直流平均值与输入信号的有效值相等[10]。选用高转换速率的双集成运放LF353P，选用1N4148型二极管，设置正弦波输入信号幅值为10 V，频率为400 Hz，线性检波电路输入信号与输出信号的仿真曲线见图8中示波器所示。可测得输出信号直流平均值为7 V，输入正弦波信号有效值为7.07 V，二者基本一致。

图8 线性检波电路及仿真曲线Fig.8 Circuit of linear demodulation and simulation curve

5 结束语

通过对一级RC电路作为移相网络的低频相位仪前端信号处理电路的分析，对波形转换电路进行了改进设计和仿真测试，在基准信号频率为400 Hz及40 Hz时，分别对异或门鉴相电路、二分频鉴相电路、移相信号放大电路进行仿真测试比较，实现了5 Hz～20 kHz相位差的测量，进一步提出在低频相位仪前端信号处理电路中引进自动增益控制技术，设计了由集成运放和模拟开关构成的程控增益放大器，并对其中的线性检波单元电路进行仿真分析。实际应用中对程控增益放大器可能引入的附加相移需进一步深入研究。电路整体改进目标是提高低频相位仪波形转换电路单元的时间差测量精度，为后续测量电路进一步提高系统测量范围、灵敏度、准确性等技术指标提供了基础和条件。

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