无电解电容无频闪的LED驱动电源

王 舒 阮新波 姚 凯 叶志红

（1. 南京航空航天大学航空电源重点实验室 南京 210016 2. 光宝电子有限公司 南京 210019）

1 引言

随着传统化石能源的过度开发与利用，能源危机日趋严重，而照明是人类消耗能源的一个重要方面，耗能占世界总耗能的相当一部分比重[1]。因此，绿色节能照明已经成为世界各国关注的重要问题。新型光源要符合以下四个条件：高效、节能、无污染及模拟自然光[2]，发光二极管（Lighting Emitting Diode，LED）就具有这样的优点，并在最近几年得到快速发展，逐渐成为照明市场的主导产品[3,4]。目前LED照明的应用主要集中在两个方面：一个是低亮度的应用场合，比如笔记本电脑的背光照明；另一个是高亮度照明的应用场合，比如通用照明、大屏幕背光照明等[5]。为了充分发挥LED照明的优势，LED驱动电源需要具有高效率、高功率因数、低成本和长寿命等优点[6]。传统的LED驱动方式如电阻限流、线性调节及电荷泵变换控制等的效率较低，而开关型驱动电源具有很高的变换效率、功率密度和控制精度，特别适合用作大功率LED的驱动电源[7]。

在交流输入情况下，大功率LED驱动电源一般由适配器和驱动器两部分组成，如图1所示。其中，适配器是将交流电变换为直流电，并实现功率因数校正（Power Factor Correction, PFC），而驱动器采用专门的LED驱动芯片，为LED提供恒流驱动。这种两级式驱动方式可以很好地保证 LED的发光特性，但由于适配器中采用了电解电容，而电解电容的寿命一般只有5 000h，与LED的100 000h的工作寿命相差甚远，因此电解电容成为影响LED驱动电源整体寿命的主要因素。与此同时，电解电容体积较大，影响了驱动电源功率密度的进一步提高。

图1 传统的LED驱动电路拓扑Fig. 1 Block diagram of conventional AC-DC LED driver

除了恒定电流驱动以外，LED也可以采用脉动电流驱动[8,9]。文献[9]的实验结果表明，LED的输出光通量与驱动电流的平均值近似成正比，而与驱动电流的脉动频率无关，如图2所示。基于这一原理，文献[10]提出了一种采用脉动电流驱动大功率LED的单级式驱动电源。它采用电流断续模式（Discontinuous Current Mode, DCM）的反激变换器拓扑，在实现PFC的同时，去除了电路中的电解电容，大大提高了LED驱动电源的寿命。但是，由于没有电解电容，驱动电流中含有两倍工频的交流分量，因此在50Hz市电下LED存在100Hz的频闪。虽然100Hz的频闪高于人眼视觉暂留的频率，人眼无法感知光线的脉动，但近年的研究发现，在这种有频闪的光源下长期工作，人眼的视觉系统需要不断的调节，以保证视网膜上成像的清晰性，这会加重人眼的负担，产生用眼疲劳现象[11,12]。

图2 LED输出光通量与脉动电流平均值和频率的关系Fig.2 Optical variation of high-brightness LEDs driven by pulsating current

本文提出一种无电解电容、无频闪的新型LED驱动电源，既去除电解电容，提高LED驱动电源的使用寿命，又可消除频闪问题。

2 无电解电容无频闪LED驱动电源的基本概念

图3给出了一种无电解电容LED驱动电源的框图[10]，其中的PFC变换器可以根据需要选择合适的拓扑结构；电感Lo与LED支路串联，构成一个低通滤波器，以阻止高频分量流过；电容Co则构成一个高频回路，为PFC变换器的输出电流is中的高频分量提供通路。这里的电容 Co与传统的 PFC变换器的储能电容不一样，它只是滤除is中的高频分量，亦即开关频率及其倍数次的电流谐波，而不是滤除两倍工频处的电流谐波，因此其容量很小，可以采用薄膜电容或瓷片电容，而不需采用电解电容，这样就可以大大提高驱动电源的使用寿命。

图3 无电解电容的LED驱动电源原理图Fig.3 Schematic diagram of the electrolytic capacitor-less

不失一般性，假设输入交流电压为

式中，Vm为输入交流电压幅值；ω=2 π/Tline；Tline是输入交流电压周期。

当输入功率因数为1时，输入电流可表示为

式中，Im为输入电流幅值。

由式（1）和式（2）可得瞬时输入功率为

式中，Vo为LED支路的电压。

由式（4）可知输出电流中含有两倍工频的电流分量。

从上面的分析可以看出，尽管可以通过控制LED中的平均电流来控制 LED的光通量，但是由于没有电解电容，脉动电流中含有两倍工频的交流分量，在50Hz市电下LED存在100Hz的频闪。为此，可以在图3所示电路的滤波电容上并联一个双向变换器，使其输入电流等于脉动电流中的两倍工频的交流分量，这样LED的驱动电流即为一个平直的直流电流，也就不存在频闪的问题，如图4所示。

假设变换器的效率为 100%，则瞬时输出功率等于输入功率。由于LED的恒压负载特性，输出电压基本平直，则输出电流的表达式为加入双向变换器之后输入电压、输入电流、输入功率和输出功率，滤除高频分量的二次电流、双向变换器中电感电流和LED电流波形如图5所示。

图4 LED恒流驱动电路Fig.4 Topology of LED driver with constant current

图5 输入电压、输入电流、输入功率、输出功率、滤除高频分量的二次电流、双向变换器电感电流和LED电流波形Fig.5 Waveforms of input voltage, input current, input power, output power , secondary current without high-frequency component, bidirectional converter current and LED current

3 无电解电容无频闪LED驱动电源的电路拓扑与控制

3.1 反激PFC变换器

前面已提到，图3中的主电路采用PFC变换器，可以根据应用场合选择合适的电路拓扑。本文选用反激变换器，并工作在电流断续模式（Discontinuous Current Mode, DCM）。在半个工频周期内，如果开关管的占空比保持恒定，则可以自动实现PFC。与此同时，DCM模式还可以避免二次二极管的反向恢复[13]。图6给出了反激PFC变换器的主电路及其控制电路，其工作原理已在文献[10]中详细分析过，这里只作简单介绍。

图6 基于反激变换器的无电解电容LED驱动电路Fig.6 Flyback-based electrolytic capacitor-less LED driver

当反激变换器工作于 DCM时，变压器一次电感电流的峰值ip_pk和平均值ip_av分别为

式中，Dy为占空比；fs为开关频率；Lp为变压器一次电感。

由式（6）可知，若占空比 Dy在半个工频周期内保持不变，则输入电流平均值正比于输入电压。因此，工作于 DCM 的反激变换器可以自动实现PFC。

变压器二次峰值电流is_pk表达式为

式中，n为变压器一二次匝比。

二次电流从其峰值下降到零的时间为

式中，Ls为变压器二次电感；Lp/Ls=n2。

每个开关周期内二次平均电流的表达式为

为了降低输出电流的峰均比，以避免LED的损坏[14]，在输出端加入了电感 Lo和电容 Co，以滤除输出电流中的开关频率及其倍数次高频谐波分量，对输出电流中的两倍工频处的分量没有影响。

图7给出了输入电流、输出电流与二次电流的波形，其中输出电流的脉动大大减小，可以保证LED在额定电流条件下安全工作，不被损坏。输出电流的平均值等于二次电流平均值，即

由上式，可以推出输出电流在半个工频周期内的平均值Io为

图7 反激变换器变压器一、二次电流波形Fig.7 Primary and secondary current waveforms of flyback converter

为了控制LED的光通量，则需要控制输出电流的平均值。由于输出二极管VD的电流平均值与输出电流平均值相等，为此可以采用电流互感器检测输出二极管的电流，然后通过 RC低通滤波器获得其平均值，进而与输出电流参考值进行比较，获得电流误差信号，如图6所示。

3.2 双向变换器

图8给出了双向变换器的电路图，它采用最简单的Buck-Boost双向变换器，其低压端与LED并联，高压端接一个电容。这里将双向变换器并联在电容Co两端、电感Lo之前，其目的是让电感Lb中的高频分量从Co中流过，而不会流入LED中。忽略高频纹波，可以认为电容Co两端的电压，即双向变换器输入电压等于LED两端电压Vo。

前面已指出，为了消除LED驱动电流中的两倍工频处的交流分量，需要使双向变换器的输入电流等于该两倍工频的交流分量，也就是说，可以控制电感Lb的电流iL，使其等于PFC变换器输出电流中的两倍工频的交流分量。

图8 Buck-Boost双向变换器Fig.8 Topology of Buck-Boost bidirectional converter

通过电流互感器检测主电路输出二极管的电流得到Ict，如图6所示，经过一级低通滤波器，滤除其中的高频分量，得到脉动电流中的两倍工频电流If，再通过一级隔直电路得到其交流分量Iref2，以此作为Buck-Boost双向变换器中电感电流的基准信号，如图8所示。

Buck-Boost变换器正常工作时，要求输出电压Vcdc，即反激变换器的滤波电容Co的电压高于输入电压，因此需要控制输出端电容Cdc上的电压值，使其高于滤波电容Co的电压。因此在控制双向变换器电感电流的同时，还要控制双向变换器输出端的电容Cdc的电压，为此加入电容Cdc的电压控制环。将电容Cdc的电压环的输出与给定电流基准按照一定的比例叠加，以此作为双向变换器的电流给定。

4 双向变换器的参数设计

PFC级的设计在文献[10]中已有详细阐述，这里主要针对双向变换器进行参数设计。图9给出了输入功率因数为1时，双向变换器中电感电流和双向变换器直流侧输出电容电压波形。双向变换器的电感电流，即双向变换器的输入电流等于脉动电流中的两倍工频的交流分量，其工作原理已经在 3.2节中阐述。

图9 双向变换器电感电流和输出端电容电压波形Fig.9 Waveforms of the inductor Lb current and output capacitor voltage

由式（10）和式（11），可得 Lb的电流表达式为

从图9可以得到，在[Tline/8，3Tline/8]时段，双向变换器的电容Cdc吸收的能量为

电容Cdc吸收的能量也可以近似表示为

式中，Vc和ΔVc分别为电容 Cdc的平均电压和峰峰值。

由式（13）和式（14）可得

根据式（15），可以计算出Cdc的大小。为了采用CBB或者瓷片电容，应该使得Vc和ΔVc尽量大。

5 实验验证

为了验证所提出电路及其控制策略的正确性，在实验室搭建了一台带Buck/Boost双向变换器的PFC反激变换器的原理样机。其主要参数如下：交流输入电压为AC198～264V/50Hz；负载采用2组大功率白光LED串联，每组4个350mA白光LED，输出功率Po=35W，输出电压Vo=48V，输出电流平均值Io=700mA。变压器一二次匝比为2，一次电感为48µH；输出滤波电容为0.94µF的薄膜电容，输出串联电感为100μH。开关管为FQPF6N60，二极管为RHRP860，控制芯片选用TI公司的UCC3844。双向变换器Boost电感为400μH，双向变换器输出CBB电容20μF。

图10和图11分别给出了输入电压为AC220V时，满载和半载时的实验波形，其中图10a和图11a为输入交流电压和输入电流波形，从中可以看出，输入电流为正弦波形，且与输入电压同相位。图10b和图11b为滤除高频分量的二次电流、双向变换器电感电流、LED电流、双向变换器输出端电容波形。由图中的电流波形可以看到，通过加入双向变换器，很好地将滤除高频分量的二次电流中的交流分量吸收掉，LED中只有直流分量流过。实验结果验证了理论分析的正确性和有效性。

图10 满载时的实验波形Fig.10 Experimental waveforms at full load

图11 半载时的实验波形Fig. 11 Experimental waveforms at half load

6 结论

本文提出了一种适用于交流输入的高功率因数、长寿命、无频闪的LED驱动电源，去除了电路中的电解电容，提高了变换器的使用寿命，使得LED驱动电源的寿命与 LED本体的寿命相匹配，满足LED在额定功率安全稳定地工作。同时，LED的驱动电流基本为直流，这样LED中无频闪。

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