LED移频键控信号驱动电路的设计

李绍铭，刘晓东

(安徽工业大学 电气信息工程系，安徽 马鞍山243000)

LED照明被视为最有前途的固态半导体照明[1]，灯具质量和使用寿命在很大程度上取决于其驱动电路的设计。LED发光的强度由流过LED的电流决定，电流过强会引起LED的光衰，过弱会影响其亮度，因此，LED的驱动需要提供恒流电源，以保证功率LED使用的安全性，同时达到理想的发光强度[2]。但由于恒流驱动要求驱动管工作在放大状态，所以自身发热严重，且很难提高其能量利用效率[3]。由于脉宽调制（PWM）驱动方式中驱动管工作于开关状态，自身发热大大降低，其优点在一些设计中得到了充分利用[4]，但LED承受频繁的浪涌电流冲击的代价是加速了LED灯珠的光衰，大大降低了使用寿命。针对这一矛盾，本文提出基于移频键控和负压电荷泵技术相结合的LED准恒流驱动方案。采用一种新方式为驱动电路内部的推挽场效应对管提供一定的死区，有效地避免了驱动管瞬间同时导通所带来的尖峰脉冲。通过Protel99se制板及调试，对该方案相关问题进行了研究。

1 电路总体设计方案

系统由基准电压信号发生器、受控电源、驱动缓冲器、负压电荷泵LED驱动器、电压检测变换器组成。整体系统框图如图1所示。其中受控电源通过内部负反馈控制输出与基准电压相等，输出VCC为后级供电；驱动缓冲器接收调光控制器输出的移频键控信号并进行缓冲，提升其带负载能力；负压电荷泵通过对电容的高速充放电，实现对LED的准恒流驱动；电压检测变换器检测处理前级电压Feedback并对开关电源进行反馈控制，以修正输出电压值VCC，提升调光准确性。

2 电路设计

电路中的参考电压源VREF采用输出电压精准的能隙电压源；调光控制信号由单片机中断产生，为保证调光精度，单片机的晶振频率不低于12 MHz；受控电压源应采用高效率的小功率开关电源[5]。本设计重点对缓冲器、电荷泵LED驱动器、电压检测变换器进行设计介绍，通过Protel99se进行电路板设计。

2.1 驱动缓冲器设计

驱动缓冲器电压要求能够满幅输出、响应速度快、电压上升和下降过渡时间短，同时要求推挽输出管要有一定的死区，以避免功率场效应管因瞬间同时导通产生尖峰脉冲和不必要的功耗。为了降低信号夹杂的噪声和成本，驱动缓冲器采用分立元件构成，采用互补推挽晶体管及功率场效应对管构成，由硬件形成必要的死区，由于没有应用电容元件，电路响应速度较快。整体结构如图2所示。

Input端接收控制器的移频键控信号，电路对其波形进行处理，加入死区，GND为地线。电路通过两个正反馈环路加速三极管的导通和截止。功率场效应管推挽输出结构，增大电路负载能力。当Input端输入信号电平经过驱动缓冲电路后控制输出端Output-1和Output-2的输出，Output-1与Output-2输出电平相反。

当Input端输入高电平驱动信号时，Q11饱和导通，Q5截止，Q6导通，驱动缓冲电路原理如图3所示，左端的Output-1端由Q7输出电源电压，右端的Output-2端由Q10输出0 V电压；当Input输入低电平信号时，过程与前者相似。

电路设计中充分利用驱动管及正反馈发生时各三极管不同时动作这一特点，利用其异步动作时序为两组推挽场效应管提供了一个短暂的死区，保证每组推挽功率管在同一时刻都不会同时处于导通状态。

实验结果表明，这种方法有效地抑制了推挽管产生尖峰脉冲，对电源冲击小。当VCC=6 V时，各场效应管栅极驱动电压时序波形如图4所示。

将此驱动缓冲电路与同种NPN三极管构成的单级反相器电路相比较，在功耗相同的条件下，前者输出端高电平和低电平的建立时间比后者小得多，因此信号传输的相移较小；当输出端接大负载时，其输出电压仅比空载时的电压略有下降，证明其有很小的输出电阻和较强的负载能力；推挽管输出端无尖峰脉冲出现，减小了对电源的冲击干扰；当VCC为10 V时，缓冲器静态空载电流消耗约为1.5 mA，因而具有很小的功耗。此驱动缓冲电路具有较好的性能：高效率、高功率因数、向电网注入的谐波电流小以及较低的成本和较小的体积重量[6]。

2.2 负压电荷泵LED驱动器

驱动器由两组对称的电荷泵组成，VDD为电路提供电源，输入端Input-1、Input-2分别与图1中的Output-1、Output-2连接，Feedback端为电压反馈控制端口。电路结构如图5所示。

VDD端为恒压电源，其值小于LED串联导通电压，因此在电路上电时，LED不会立即导通，随着C1负极板电压的降低，LED实现软启动，避免了电流的冲击。当Input-1和 Input-2输入为高电压时，Q12和 Q13饱和导通，电容C2通过电阻R15充电，C3通过电阻 R16充电；当Input-1和Input-2输入为低电压时，C2、C3分别通过 D1、D2给电解电容C1反向充电，C1的负极板上呈现负电压，当这个电压值达到使得LED导通的临界电压值时，电容C1电压进入动态平衡状态。单位时间内VDD供给LED的电荷量与电荷泵通过C2、C3抽走的电荷量相等，由于电感L1的滤波作用，使得LED两端电压变化极小，电流近似恒流流过。Feedback端将C1电压反馈回电源控制端，与基准电压输入端相连，经比较、放大及滤波平滑后实现对电源VCC的实时控制，保证VCC与Feedback电势差的恒定。

下面就LED负压电荷泵驱动电路的工作原理及工作过程进行分析。

C2、C3充放电满足式(1)：

电容两端电压与总电荷量的关系满足式(2)：

由于在一个驱动周期ΔT内，电路分别通过C2和C3完成两次对电容C1的充电，即一次充电时间为ΔT/2，结合式(1)及式(2)可知，在一个周期内流过LED的电荷量如式(3)所示：

当 ΔT远大于充电时间常数 R15C2，且 C1远大于 C2时，有：

因为C1远大于 C2，因此有：

流过LED的平均电流如式(6)所示：

由式(6)可知，在保证 VCC-VT-等于定值 VREF的条件下，流过LED的平均电流I与调光周期 ΔT成反比，亦即I×ΔT恒定。因此只要调节驱动方波的周期 ΔT即可对流过LED的平均电流进行线性控制。

在ΔT/2时间内，C1上的电压波动幅度如式(7)所示：

因此LED两端电压波动极小，又由于L1的存在，使得LED电流近似恒定，其值由ΔT决定。

2.3 电压检测变换电路

对于较小源电阻的微弱信号放大，单级或多级并联双极型晶体管是最理想的前置放大器有源器件[7]。考虑到此处要进行算术加减，所以采用运放作为运算单元，通过设置电阻阻值可以使其同时拥有倍数放大器的功能。该电路接收Feedback端反馈回的电压信号，基准电压VREF与该信号作减法运算，再经过滤波平滑、缓冲输出一个缓变的电压信号送到受控电压源控的基准电压输入端，控制电源输出电压与该信号保持一致。电路原理图如图6所示。

其中 R20=R22，R19=R21，R20=5R19。运放 A 及电阻 R19～R21完成对参考电压（不小于3 V）和负电压Feedback的相减，同时对差值进行了5倍放大。L2、C4对前级信号滤波平滑，运放B实现电压跟随输出，起到了缓冲作用，增加电路驱动能力。即便在不对受控电源电压进行调节的情况下，即VCC设为定值时，电路依然能够高效运行，但不能保证调光线性度。在对调光线性要求不高的场合完全可以满足其需求。

连接上述电路，设置VDD=10 V，VCC=7 V，上电完成软启动后，LED电流动态平衡。当方波驱动信号周期ΔT=100 μs 时， 二极管 D1、D2的阴 极电 压 VD1-、VD2-，C1负 极板电压VC1-及LED-2负极电压VLED-波形如图7所示。

LED电流波形如图 8所示，横轴每格为 10 μs，纵轴每格为2 mA。

2.4 受控电压源

要达到线性调光，驱动缓冲器电源电压必须受控。受控开关电源中开关管的每一个开关动作都在极短时间内完成，瞬间产生的脉冲电压和脉冲电流将引起EMI干扰，因此VCC中存在开关管产生的一次和高次谐波干扰，有必要在输出端加电容滤波电路，但电容值不宜过大，以防止整个系统振荡。同时必须将其在工作中产生的电磁辐射限制在一定水平内，抑制开关电源产生的干扰，并且电源本身要有一定的抗干扰能力，这些对保证电子系统的正常稳定运行具有重要意义。另外小功率开关电源的元件需用尽量小的封装，如采用平面变压器、表贴元件、厚膜工艺、多层陶瓷布线等。要实现高效率，则需采用提高变压器效率、降低开关损耗及其他元件损耗、减小电磁干扰等措施。

电路连接完成后，当移频键控信号频率受控产生阶跃时，由于C1容量很大，其两端电压是缓变的。受控电压源阶跃响应，相对较快的响应速度使其完全可以及时响应C1的变化，避免了系统振荡。

电路设置恒压源 VDD=10 V，LED串联数为 3，单颗LED导通压降约为3.6 V。当VREF=5 V时，电压检测变换电路输出为Vout=VREF-Feedback，因此受控电压源基准电压输入为 VREF-Feedback，VCC电压在 VREF-Feedback处动态平衡。因而C2、C3每次充放电电量均如式(8)所示：

其中 VD为二极管 D1、D2的导通压降。

此时LED的电流如式(9)所示：

即：ΔT×I=19 360 mA×μs

其中，ΔT为移频键控信号的方波周期，I为流过LED的直流电流。

对调光控制信号分别取以下16组不同的△T，实测流过 LED的电流 I，统计ΔT×I的值，结果如表 1所示。

由表 1可知， 当 ΔT 取 120 μs以下时，ΔT×I的值与理论值误差相对较大，最大相对误差为6.51%。造成误差较大的原因是充电时间过短，导致C2、C3未完全充电，造成LED电流减少。可以通过适当减小充电限流电阻 R15、R16来减小误差；当 ΔT＞140 μs 时，测量数据与理论值最大误差为0.91%。

表1 ΔT×I检测统计表

由此可知，在工程允许误差范围内，I与ΔT成反比关系，根据此函数关系适当控制输入方波周期ΔT，即可实现对LED的线性调光，且调光具有较好的线性度。

本设计为驱动方法的研究和实际应用提供了参考。推挽功率管输出端没有尖峰脉冲出现，体现出推挽管死区电压加入方案的有效性；由实验结果可知，根据I与ΔT的函数关系适当改变调光方波驱动信号的周期ΔT可以线性控制流过LED的电流，且当调光控制信号频率在2.5 kHz～7 kHz之间时，调光可达到较好的线性度，且电流波动小，可有效减小LED光衰，延长使用寿命。单颗LED输出功率大于0.5 W，效率可达约90%，可将多个LED灯珠串联，总功率足以满足照明需求，因而有广阔的应用前景。

[1]胡建人，秦会斌，王卉，等.我国 LED照明工程技术与发展策略研究[J].仪器仪表学报，2007，28(4)：196-199.

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[3]江磊，江程，陈郁阳，等.LED恒流驱动电路效率研究[J].光源与照明，2008(1)：6-8.

[4]陈春艳.模拟路灯控制系统的设计与实现[J].电子设计工程，2010，18(8)：162-164.

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[7]郭玉，赵顺平.低噪声前置放大器有源器件的选择[J].电测与仪表，2007，44(6)：62-64.