一种三级式同步电机起动过程励磁控制方法

马鹏， 刘卫国， 毛帅， 彭纪昌， 骆光照

(西北工业大学自动化学院，陕西西安710072)

0 引言

起动/发电一体化是未来航空电源系统的一个重要发展趋势。目前在航空大功率交流电源系统中，普遍采用三级式同步电机作为发电机，采用有刷直流电机作为起动机，这就使得飞机电源系统供配电体制多、体积和质量较大、系统复杂、故障率高、维护性较差。若能够使三级式同步电机工作在电动状态，实现航空发动机的起动功能，就可以省去起动电机，这既能有效降低航空电源系统的复杂程度、体积重量及制造成本，也能提高飞机电源系统的可靠性和维护性［1－3］。

三级式同步电机在发电状态时由飞机发动机通过附件机匣拖动，主励磁机定子绕组通入直流电，此时主励磁机电枢绕组内可感应出三相交流电，经过旋转整流器整流后，可以实现主发电机的转子直流励磁。当采用该电机作为航空发动机的起动机时，由于电机处于静止状态，所以励磁机采用直流励磁时将无法实现主发电机的转子励磁。因此，要实现三级式同步电机的起动功能，关键是要解决三级式同步电机在电动状态时的励磁问题。

在美国专利［4－6］中公开的三级式同步电机起动/发电一体化系统中，励磁机的单相绕组都改为了三相绕组，当电机静止时采用三相交流电在励磁机空间内产生旋转磁场，通过切割励磁机电枢绕组产生感应电势，解决三级式同步电机在静止/低速状态下的励磁问题，当电机达到一定转速后，再通过改变控制方式使三相绕组变为单相绕组，此时采用直流励磁方式。这种方式不仅需要重新设计励磁机绕组，还会增加起动控制系统的复杂程度和体积重量，影响了系统的可靠性。文献［7－8］提出一种向励磁机通入单相交流电实现主发电机转子励磁的方法。文献［9－10］主要通过仿真的方式分析了三级式同步电机的电动起动过程，提出电机在静止/低速时用单相交流励磁，转速较高时用直流励磁的励磁控制方法，但是文章主要针对电机的起动方案进行研究，对励磁控制的工程实现方法以及单相交流/方波励磁向直流励磁切换时的具体实现过程缺少相关论述。

在前期的研究工作中，搭建了三级式同步电机的起动控制试验平台，采用单相交流励磁的方式，通过设计专门的起动控制策略，已经较好的解决了电机在低速弱励磁情况下的大转矩输出问题。为了更好的提高电机的起动带载性能，参考文献［9－10］提到的励磁控制策略，综合考虑控制器的体积、重量、硬件可行性以及相关的起动实验数据后，为了保证电机在高转速时的转矩输出，此时需要切换为直流励磁。当电机输出转矩较小时，可以通过适当调整励磁频率、电压后，采用直接切换的方式实现励磁方式的改变，但是在电机输出额定转矩时，由于此时电机的电枢电流较大(＞300A)，若仍然采用上述切换方式，易造成主发电机电枢电流波动，导致控制器保护停机。

针对上述问题，分析了励磁机采用单相交流励磁和直流励磁时的输出特性，并设计实验对其进行了间接验证，针对获取的励磁切换点，设计了适用于三级式同步电机起动过程的励磁控制方法，并根据励磁控制器逆变主电路的调制特点，提出一种单相交流/直流一体化调制算法，实验结果证明了其有效性。

1 励磁机励磁控制策略研究

1.1 励磁机输出特性分析

图1所示为三级式同步电机的结构。

图1 三级式同步电机结构Fig.1 Structure of three-stage brushless synchronous machine

当励磁机通入频率为f1的单相交流电时，将在励磁机空间建立脉振磁势，其基波磁势可分解为转向相反、转速相同、正弦分布、幅值相同的两个旋转磁势［9－10］。设励磁机的励磁电流为

式中，If为励磁电流有效值。设电机转速为n、励磁机转子极对数为p，励磁机电枢绕组以不同的速度切割正序和负序磁势，可感应出频率分别为f－=f1+f和f+=f1－f的两种感应电势，其中f=pn/60。假设励磁机磁路不饱和，同时忽略磁场高次谐波，且开始转动时励磁机转子A相绕组轴线超前励磁绕组轴线的电角度为θ，励磁机的励磁绕组与电枢绕组之间的互感为Mf，以A相为例，励磁机空间内产生的脉振磁势的磁链方程为［11－12］

式中ω=2πf=2πpn/60，励磁机电枢绕组中产生的感应电势为

当电机处于静止状态时，ω=0，此时励磁机电枢绕组的感应电势为变压器电势为

当励磁机在旋转状态下通入单相直流电励磁时，ω1=0，此时励磁机电枢绕组的感应电势为切割电势:

由于三级式同步电机为无刷结构，因此旋转状态下主发电机转子励磁电流无法直接检测，因此搭建励磁机的Matlab数学模型［13］，分别在交流励磁方式和直流励磁方式下对励磁机的输出特性进行仿真分析。设置励磁机的励磁电流有效值均为2.5 A，在两种励磁方式下主发电机获得的励磁电流随转速的变化如图2所示。

图2 主发电机励磁电流随转速变化仿真结果Fig.2 Simulation results of the excitation current of the main generator vs speed

利用MAGTROL加载台分别测试在固定80 N·m负载时，电机在单相交流励磁和直流励磁方式下的带载能力。其中，测试直流励磁方式的带载能力时，首先向励磁机通入单相交流电，在轻载状态(＜20 N·m)下拖动到测试转速，然后通过直接切换的方式变为直流励磁，待直流励磁电流稳定后，再缓慢提高负载。实验得到的主发电机电枢电流的变化如图3所示。

由图可见，随着主发电机转子励磁电流的升高，相同负载下主发电机电枢电流下降，在两种励磁方式下的变化趋势与交叉点与仿真情况相吻合，说明搭建的数学模型具有一定的有效性，可以用来做下一步励磁控制策略的研究。

图3 主发电机电枢电流随转速变化实验结果Fig.3 Experimental results of the armature current of the main generator vs speed

1.2 励磁机励磁控制策略研究

由前述分析可见，要提高主发电机的带载性能，励磁机需要在合适的转速点从单相交流励磁切换至直流励磁。但是实验发现，当主发电机输出转矩达到航空发动机要求的最大起动转矩点(800 r/min，110 N·m)时，由于控制器输出电流已接近硬件保护门限，当励磁机由交流励磁方式直接切换至直流励磁方式时，产生的励磁冲击易导致主发电机控制器故障，使得起动失败，而继续采用交流励磁时又难以保证主发电机高转速时的带载起动性能，同时受主发电机容量以及控制器体积重量、功率器件的限制，也难以采用增大主发电机电枢电流的方式提高其带载能力。因此，提出了图4所示的三级式同步电机在起动过程中的励磁机控制策略。

图4 三级式同步电机起动过程励磁控制策略Fig.4 Structure of excitation control strategy in the starting process for three-stage synchronous machine

图中，MA为控制系统根据电机转速计算得出的交流励磁分量的调制度为给定励磁电流i*和实际励磁电流i经过PID调节得出的直流励磁分量的调制度，受MDmax的限制，实际输出的直流励磁调制度为MD。在起动过程中，上图所示的励磁控制策略将处于3种不同的工作模式:

1)当电机静止/低速(＜800 r/min)时，MA=1，实际输出MD为0，此时励磁机为单相交流励磁方式，控制器输出最高交流调制电压;

2)当电机达到800 r/min后，交流励磁分量的调制度MA开始随着转速按照一定斜率减小，MDmax开始增大，实际输出的MD则根据励磁机的励磁电流进入实时调节状态，此时励磁机处于单相交流励磁方式和直流励磁方式的过渡阶段，在励磁电流中既有交流分量也有直流分量;

3)当MA减小到0以后，励磁机进入直流励磁方式，此时控制器根据励磁机额定励磁电流的大小进行恒流闭环调节。

2 单相交流/直流一体化调制方法

为有效实现前文所述的励磁机控制策略，解决电机在整个起动过程中的平稳励磁，就需要研究合适的励磁控制的调制算法。为满足交、直流两种励磁方式的需求，励磁机控制器采用H桥逆变电路(图5)，其两个输出端Va、Vb分别接到励磁机励磁绕组的 V+、V－端。

图5 单相H桥PWM逆变电路Fig.5 Single-phase H bridge PWM inverter circuit

设直流侧母线电压为VDC，同一桥臂上功率管关断、下功率管导通时用“0”表示，上功率管导通、下功率管关断时用“1”表示，该回路可产生4种离散输出线电压矢量，见表 1［14－15］。

表1 H桥逆变器的4种开关状态Table 1 Switching patterns of a H bridge PWM inverter

根据H桥逆变器的4个开关状态，取有效矢量ν1、ν2所在的坐标轴为α轴，其法线方向为β轴，设逆变器当前输出电压Vref=VAcosθ，则当前参考电压矢量VA所在的位置如图6所示。此时，该矢量可由有效矢量 ν2和零矢量 ν0、ν3合成。

根据图6所示矢量图，以下分别讨论控制器在输出单相交流电、直流电以及即含有直流分量也含有交流分量的交直流混合调制原理。

图6 H桥逆变器输出电压矢量图Fig.6 H bridge PWM inverter output voltage vectors

2.1 单相交流调制原理分析

当逆变器输出幅值为VA、频率为f，且满足ω=2πf的单相交流电时，其矢量轨迹为以0点为圆心，半径为 VA的圆［16］，如图7所示。

图7 单相交流输出矢量图Fig.7 Single-phase AC output vectors

设交流信号的调制度满足

则逆变器输出的交流参考电压可表示为

2.2 直流调制原理分析

当逆变器输出有效值为VD＞0的直流励磁信号时，其矢量位置如图8所示。

图8 直流输出矢量图Fig.8 DC output vectors

设直流信号调制度满足

则逆变器输出的直流参考电压可表示为

2.3 交直流混合调制原理分析

当励磁机开始由单相交流励磁向直流励磁切换时，在控制器输出的励磁电流中既含有交流分量，也有直流分量，参考图7和图8，此时的矢量轨迹如图9所示。

当交流励磁分量继续减小，直流励磁分量继续增大时，矢量轨迹如图10所示。

图10 带有交流分量的直流输出矢量图Fig.10 With an AC component of the DC output vectors

当交流分量减小至0时，励磁机切换至图8所示的纯直流励磁方式。参考图9和图10，在切换过程中逆变器输出参考电压为

2.4 PWM脉宽计算

设开关周期为TS，有效矢量的作用时间为T1，根据伏秒平衡原则，有

由式(8)、(9)得有效矢量和零矢量的作用时间分别为

式中:当MD=0、MA＞0时，励磁机为单相交流励磁方式，此时逆变器输出的电压矢量如图7所示，励磁频率为f=ω/2π;当 MD＞0、MA=0时，逆变器输出为直流励磁信号，如图8所示;当MD＞0、MA＞0时，励磁机处于励磁方式切换阶段，此时逆变器输出电压矢量如图9、10所示。参考三相SVPWM零矢量分配方法［17－18］，当 Vref＞ 0 时，在一个开关周期内可得图11所示的两种开关模式。其中CMPa和CMPb表示采用DSP实现时比较寄存器的值。

图11 PWM实现Fig.11 Realization of PWM

3 实验验证

利用专门设计的三级式同步电机控制器和一台三级式同步电机，通过MAGTROL公司的2PT115－T加载台搭建了起动实验平台。控制器的结构如图12所示。

图12 三级式同步电机起动系统结构图Fig.12 Structure of three-stage brushless synchronous machine starting system

以图10所示输出矢量为例，采用图11(b)所示的PWM实现方式，此时控制器输出带有100 Hz交流分量的直流励磁电流，实验波形如图13所示，这说明本文提出的调制方法能够满足电机进行励磁切换阶段的调制需求。

图13 带有交流分量的直流励磁电流波形图Fig.13 DC Excitation current waveforms with an AC component

采用2PT115－T加载台模拟航空发动机负载，设置起动负载曲线如图14所示，电机由700 r/min开始由单相交流励磁向直流励磁切换，850 r/min切换完毕。电机起动转速曲线如图15所示，在起动过程中，主发电机转矩输出平稳，能够在要求的起动时间内上升至额定转速，说明本文提出的励磁切换方式及控制策略能够满足三级式同步电机在起动过程中的励磁需求。

图14 三级式同步电机起动过程负载曲线Fig.14 Load curve of three-stage electrically excited synchronous motor starting process

图15 三级式同步电机起动过程转速曲线Fig.15 Speed curve of three-stage electrically excited synchronous motor starting process

4 结语

本文分析了三级式同步电机在电动起动的过程中，励磁机采用不同励磁方式时的励磁输出特性，并通过起动实验做了间接验证。针对起动过程中电机的电枢电流较大，在直接切换励磁方式时易造成控制器保护停机的问题，本文在综合考虑主发电机容量、控制器的体积重量等方面因素的前提下，根据励磁机在实验过程中所表现出来的运行特性，设计了三级式同步电机在电动起动过程中励磁机的励磁控制策略。为了解决该控制策略中提出的交直流励磁的过渡切换方式，本文进一步研究了励磁控制器逆变回路的开关状态，并参考三相SVPWM的调制算法，提出了一种交流、直流一体化调制算法，保证了励磁机在交流励磁方式和直流励磁方式之间能够实现平稳切换。实验结果表明，本文提出的励磁控制策略和励磁调制算法能够保证主发电机在起动过程中始终采用较为高效的励磁方式，为三级式同步电机起动/发电一体化的实现提供了较好的基础。

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