基于加权网络的3bit相位量化DRFM干扰信号特征分析与研究

李云鹏，仝 俊，崔 伟

（1.空军航空大学，长春130022；2.空军航空大学教官基地，蚌埠233040）

0 引 言

现代的新体制雷达普遍采用相参技术，并且从频率、波形、调制方式以及信号处理等方面进行了抗干扰设计。这些新技术和措施的应用使得常规的单一干扰样式难以实现有效干扰，而基于DRFM的干扰是对抗新体制雷达的一种有效方法。DRFM干扰技术［1－2］是一种现代电子战的前沿技术，通过生成与被干扰雷达信号波形匹配的干扰信号达到干扰目的。文献［3］～［7］对DRFM技术均作了相关研究，但这些研究均未分析干扰信号的波形特性，也未分析被干扰雷达对干扰信号的处理特性。本文主要对基于加权网络的3bit相位量化DRFM干扰信号特性进行了分析。利用线性调频（LFM）脉压雷达模型的信号处理过程对DRFM干扰效果进行了讨论和研究。

1 DRFM的量化方式

3bit相位量化DRFM最主要的量化方式是正交信号比较法。其基本原理是基于任意相移的信号都可以通过原信号的正交信号变换而产生。输入射频信号经正交下变频后形成I、Q2路正交信号。2路正交信号再经相位量化器进行处理形成4路相位相差45°的方波信号，如图1所示。分别表示为：

图1 移相方波信号

相位量化器产生的4路方波相当于4位的数字信号，而用4位数字信号表示8个相位区间会有1位的冗余，因此只需要经编码器进行重新编码后产生3位的相位码即可。

信号的重构过程与存储过程相反。当需要重构信号时，将存储器中存储的数据读出，经过并串转换器（PISO）恢复串行数据，重构I、I＋Q、Q、Q－I 4路方波。加权相加网络对重构的方波进行加权相加，产生2路阶梯式正交模拟信号，然后经正交上变频后相加即可得到输出信号。加权相加网络可以很好地还原出输入信号的外包络，因此，加权值的确定直接影响了产生干扰信号的特性。

为了便于实现，利用等均值离散的方法将时域信号进行模拟等分，利用合成信号来反推各路方波的权值。因此可以通过计算得出当DRFM为3bit相位量化时，其权值分别为a1＝2－2cos（π／4），a2＝2cos（π／4），a3＝ 2cos（π／4），a4＝ 2 －2cos（π／4）。这样，就可以得到 3bit 相位量化DRFM时域波形表达式：

2 DRFM干扰信号频谱特性［6］

由于DRFM干扰信号由相位量化产生，因此不可避免地产生寄生信号。寄生信号中影响最大的是谐波性寄生信号，一方面，它降低了干扰机的有效辐射功率；另一方面，它可能成为雷达发现和检测目标的信标。由3bit相位量化输出信号的波形可以看出f（t）的直流分量为0，周期为T，且为偶函数，则可以将f（t）展成以下面形式：

式中：an为f（t）的傅里叶级数的系数。

为了便于分析，可以把式（7）改写成：

整理后可得：

将输出波形中的各参数代入式（4），即可得：

当量化的比特数为m时，输出信号的傅里叶级数为：

当m≥3时，对上式求和号中的2m－3项（即为中间项）单独列出，并把第1项与第2m－2－l项合并，经整理后可得：

当m≥4时，采用与上面相似的方法，可以把上面的xn式进一步化简成下面的形式：

可以将xn进一步简化成：

式中：n＝1，2m±1，2×2m±1，3×2m±1，…。

将上式回代到通式an中可得：

式中：n＝1，2m±1，2×2m±1，3×2m±1，… 。

此时得到的an即为输出信号的傅里叶级数化简后的表达式。一次谐波为信号的固有频率，而高次谐波是寄生信号。若令An＝ ［an／a1］表示相对基波信号的寄生信号幅度，则可得到：

式中：m为量化位数，m≥2。

若以dB为单位，则表示为：

式中：n＝1，2m±1，2×2m±1，3×2m±1，… 。

3 仿真与分析

（1）信号频谱特性

对方波加权相加法产生的信号进行快速傅里叶变换后得到信号的频谱。假设量化比特数m＝3，周期T＝0.2，采样频率Fs＝500；根据前面的分析可知，3bit相位量化输出信号的频谱将在n·2m处产生寄生信号，即F＝35，45，75，…处。从图2中生成的频谱可以看出，阶梯信号的自身频率为F＝5，是能量最高的信号。并且在F＝35，45，75，…等谐波处产生寄生信号，与计算得出的n·2m±1相同。

图2 3bit相位量化信号频谱图

（2）DRFM干扰信号对PD雷达干扰效果分析

假设雷达主要工作参数如下：τ＝30μs，脉压比D＝90，TPRI＝30kHz，S／R＝－15dB，雷达中频为1MHz，目标相距雷达R＝20km，假设DRFM以最小时间延迟转发干扰信号，雷达信号和干扰信号时域图分别如图3、4所示。比较图3和图4可以看出，DFRM量化产生的干扰信号在波形上与雷达脉冲信号十分相似，唯一的差别就是雷达回波和干扰信号的能量大小可能有所不同。对LFM雷达而言，从时域上无法区别干扰信号和回波信号。

图3 雷达信号脉压时域波形图

对LFM雷达分别进行距离欺骗干扰和速度欺骗干扰，干扰效果如图5、图6所示。在上述条件下，S／R＝－3dB，从图5时域波形来看，雷达可以清晰地对假目标进行检测和分析，其中虚脉冲为假目标所在的位置，实脉冲是真实目标的位置。假设移动目标的速度为210m／s，假目标速度为300m／s，LFM雷达进行16次相干积累，雷达工作时TPRI＝32kHz。

图6给出了动目标显示（MTI）处理后的图像。

图4 DRFM干扰信号时域波形图

图5 距离欺骗干扰示意图

图6 MTI处理后信号图

从图6中可以看出，由于假目标也具备了速度信息，在进行MTI处理之后，真目标和假目标被同时检测出来，雷达无法区分真假目标。在进行MTD处理后，在第7、10号滤波器的位置出现了较强的峰值，将其换算成速度，则v1＝210m／s，v2＝300m／s，分别与真假目标的速度一致。也就是说，PD雷达进行动目标检测（MTD）处理以后，可成功检测处理2个动目标的速度。而作为干扰方来说，此时速度欺骗干扰达到了干扰的目的，如图7所示。

图7 速度欺骗干扰示意图

4 结束语

DRFM技术，通过生成与被干扰雷达信号波形匹配的干扰信号而达到干扰目的。本文主要对基于加权网络的3bit相位量化DRFM干扰信号特性进行了分析，给出了加权网络的加权值，利用仿真分析了3bit相位量化DRFM干扰信号的频谱特性，对PD雷达模型的DRFM干扰效果进行了分析，对研究DRFM的干扰效果以及雷达的抗DRFM干扰都具有重要意义。

［1］Greco M，Gini F，Farina A.Radar detection and classification ofjamming signals belonging to a cone class［J］.IEEE Transactions on Signal Processing，2008，56（5）：1984－1993.

［2］Greco M，Oini F，Farina A，et al.Effect of phase and range gatepull－off delay quantisation on jammer ignal［J］.IEEE Proceedings——Radar，Sonar and Navigation，2006，153（5）：454－459.

［3］刘忠.基于DRFM的线性调频脉冲压缩雷达干扰新技术［D］.长沙：国防科技大学，2006.

［4］王福红.对高重频信号的DRFM干扰技术研究［J］.电子科技，2011，24（7）：45－47.

［5］包飞.DRFM系统研究［D］.南京：南京理工大学，2006.

［6］罗金亮，赵静静，张建科.DRFM移频干扰对LFM脉冲压缩雷达的影响及对策研究［J］.空间电子技术，2010（3）：55－58.

［7］董创业.基于DRFM 的雷达干扰技术研究［D］.西安：西安电子科技大学，2008.