基于LC吸收电路的耦合电感高升压增益变换器

陈章勇，许建平，吴建雪

（1.西南交通大学电气工程学院，四川成都 610031;

2.西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室，四川成都 610031）

基于LC吸收电路的耦合电感高升压增益变换器

陈章勇，许建平，吴建雪

（1.西南交通大学电气工程学院，四川成都 610031;

2.西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室，四川成都 610031）

提出一种带无源无损LC吸收电路的耦合电感高增益升压变换器，采用电容、电感和二极管组成的无源吸收电路网络，回收了变换器中漏感能量，同时抑制了开关管两端的电压尖峰，从而减小了开关管的电压应力。与传统有源箝位或无源吸收电路相比，具有LC吸收电路的耦合电感Boost变换器的输入电流连续，简化了输入滤波器的设计。同时，该变换器仅有一个开关管，且通过调节耦合电感变比可实现高升压增益特性，在新能源领域具有广泛的应用前景。文中详细分析了该变换器的工作原理及工作特性，最后通过搭建一台100 W、45 V/200 V的实验样机，验证了理论分析的正确性。

耦合电感Boost变换器;LC吸收电路;输入电流纹波;高增益;新能源

0 引言

光伏、燃料电池等新能源系统的输出直流电压较低，为了给后级逆变器供电，需要采用高升压增益DC－DC变换器［1－3，8－10，15－20］。受电路寄生参数的限制，传统Boost变换器的升压增益特性受限。此外，为了获得高升压增益，Boost变换器需要工作于极限占空比，导致开关管和二极管损耗增大，变换器效率较低。

为了获得变换器的高升压增益特性，目前国内外研究学者提出了基于二极管和电容的电压举升单元［4］、基于开关电容（switch capacitor，SC）［5－6］和基于耦合电感或隔离变压器方案［8－20］的高升压增益变换器。然而，升压增益越高，需要采用的级联单元或开关电容单元越多，增加了变换器的成本和电路复杂度。通过调节耦合电感变换器中耦合电感变比，可以实现高升压增益特性，在新能源发电应用领域受到广泛关注［8－10，15－20］。但是，由于耦合电感中漏感的存在，导致变换器开关管两端较为严重的电压尖峰，增加了开关管的损耗，同时带来了严重的电磁干扰。

为了解决耦合电感变换器中漏感能量带来的电压尖峰问题，最常用的方案是在耦合电感两端接入RCD吸收电路［7］，在开关管关断后，将漏感能量损耗在电阻上，但降低了变换器效率。在耦合电感Boost变换器基础上，采用有源箝位电路［8－10］吸收漏感能量，抑制了开关管两端的电压尖峰，同时实现了开关管的零电压导通，提高了变换器的效率，但却增加了一个辅助开关管，控制变得复杂。在引入有源箝位电路后，变换器的输入电流纹波大，变换器开关器件的导通损耗增加。文献［11］提出的Boost-Flyback变换器拓扑电路通过耦合电感将输出端电容叠加，获得了高升压增益特性，同时Boost单元在开关管关断后为漏感提供流通路径，将漏感能量传递到输出端，有效抑制了电压尖峰，得到广泛关注。在Boost-Flyback变换器基础上，引入电压举升单元或开关电容技术［13］也可以提升变换器的高升压增益特性。同时，将此类变换器拓扑扩展，可以得到Boost集成隔离变换器的高升压增益变换器拓扑［14］。此类方案虽然提升了变换器的增益特性，但却存在输入电流断续的缺点，在新能源低输入电压应用领域受到一定的局限。另外，文献［15］提出的带无源无损吸收电路的高升压增益变换器拓扑，吸收电路仅有一个二极管和电容组成，电路简单，得到研究者的关注［16－20］。然而，该类变换器同样存在输入电流断续的缺点。此外，文献［21－22］提供了一种无源无损LC吸收电路的解决方案，该方案在传统的正激、反激变换器中已得到研究，且有效吸收了漏感能量，抑制了开关管的电压尖峰，有效改善了正激、反激变换器的性能。

基于以上研究，本文将LC吸收电路引入耦合电感高增益变换器，得到带LC吸收电路的耦合电感高增益变换器。引入无源无损LC吸收电路后，耦合电感Boost变换器中的漏感能量得到有效利用，开关管两端的电压尖峰得到抑制，进而可选取低电压等级、低导通电阻的开关管以降低开关管的导通损耗，提高变换器的效率。同时，本文提出的变换器具有输入电流连续、易实现高升压增益等优点，非常适合于光伏、燃料电池等新能源应用领域。文中详细分析了该变换器的工作原理与工作特性，通过搭建一台100 W、45 V/200 V的实验样机，验证了理论分析的正确性。

1 工作原理分析

1.1 电路拓扑

图1（a）为带无源无损LC吸收电路的耦合电感高增益升压变换器电路，其等效电路如图1（b）所示。其中，耦合电感由漏感Ls、励磁电感Lm、匝比为np:ns的理想变压器构成，n=ns/np，Lm≫Ls。电容C1、电感L和二极管D11、D12组成吸收电路，在开关管S1关断后，为漏感提供流通路径，漏感能量得到有效利用。Do为续流二极管，Co为输出滤波电容，Ro为负载电阻。为简化分析，假设:

1）除反并联二极管与寄生电容外，开关管S1和二极管是理想器件;

2）电容Co足够大，可认为输出电压保持恒定。

1.2 工作模式

如图2所示为变换器的关键工作波形，在一个开关周期内，变换器存在如图3所示的5种工作模态。在开关周期开始之前，电感电流im大于零，续流二极管Do导通。

模态1［t0～t1］:t0时刻，驱动脉冲信号S1加在开关管S1两端，开关管S1导通，励磁电感Lm两端电压等于输入电压Vin，电感电流iLm线性上升

吸收回路二极管D12导通，电感L与电容C1发生谐振，谐振电流iD12和电容电压vC1可表示为

图1 带LC吸收电路的耦合电感高增益变换器Fig.1Coupled-inductor-boost high voltage gain converter with a nondissipative LC snubber

图2 变换器工作于工作模式1的主要工作波形Fig.2Typical waveforms of the proposed converter in operating mode 1

二极管电流iD12谐振到零时，此模态结束，其工作时间为

模态2［t1～t2］:经过半个谐振周期，在t1时刻二极管电流iD12谐振到零，二极管D12关断。开关管S1继续导通，励磁电感电流iLm继续线性上升，负载能量继续由输出电容Co提供。

模态3［t2～t3］:t2时刻，开关管S1关断，开关管S1的输出电容迅速放电，开关管电流iS1迅速下降。漏感Ls与吸收电容C1发生谐振，漏感电流谐振下降，电容C1上的电压谐振上升，可表示为

模态4［t3～t4］:t3时刻，开关管S1电流下降到零，励磁电感电流通过副边绕组ns和输出二极管Do，向负载传递能量，励磁电感电流iLm线性下降

同时，此阶段吸收电容C1与漏感Ls发生谐振，如果电容电压vC1等于励磁电感两端电压与输入电压之和时，二极管D12导通，则变换器工作于工作模式1;反之，变换器工作于工作模式2。由此可以得出吸收电容的边界电压为

当变换器工作于工作模式1时，二极管D12导通，电感L与电容C1通过副边绕组ns和输出二极管Do向负载传递能量，输出电容Co充电。在此阶段，二极管电流iD12和电容电压vC1可表示为与模态1一样，此模态的工作时间为

模态5［t4～t5］:经过半个谐振周期，在t4时刻二极管电流iD12谐振到零，二极管D12关断。漏感电流等于流过输出二极管的电流iDo，向负载传递能量，直到下一个开关周期驱动脉冲的到来。

图3 工作模态等效电路Fig.3Equivalent circuit of the proposed converter

2 工作特性分析

2.1 电压增益传输比

由变换器的工作模态分析可知，在一个稳态周期内，由励磁电感Lm的伏秒平衡，可得

式中:D为开关管的导通占空比;Ts为开关周期。由此可得变换器的增益特性为

图4所示为变换器电压传输比随占空比变化的曲线，由图4可知，通过选取合适的耦合电感变比，带LC吸收电路的耦合电感Boost变换器可以实现高升压增益特性，避免了传统Boost变换器极限占空比的出现，提高了变换器的性能。

图4 变换器的增益曲线Fig.4Gain curves of the proposed converter

2.2 开关管与二极管电压应力分析

在理想情况下，可得开关管S1电压应力为

考虑LC吸收电路的影响，在t3时刻，吸收电容C1存在谐振峰值，如图2所示的变换器的工作波形。选取合适的吸收电容C1和电感L值，使变换器谐振电压峰值保持在临界值VC1，boundary（在后面进行详细分析）。因此，可得到变换器开关管的实际应力为

由式（16）～（18）可知，与传统Boost变换器相比，采用耦合电感后，开关管两端的电压应力比输出电压低，而输出二极管的电压应力比输出电压高，且二极管电压应力与耦合电感变比有关。因此，在设计变换器时，需在高升压增益特性与二极管电压应力之间折中考虑。

2.3 输入电流纹波分析

由以上变换器的工作原理分析可知，本文采用的LC吸收电路在主开关管S1关断阶段，漏感电流迅速减小，当漏感电流减小到与输出二极管电流相等时，漏感能量直接向负载释放，由于模态3［t2～t3］的工作时间较短，可忽略不计，所得的输入电流理想波形如图5所示，其中ILm为励磁电感电流的平均值。然而，文献［8］提出的有源吸收电路与文献［11］和文献［15］提出的无源吸收电路在开关管关断后，漏感能量向吸收电容传递，且能量完全释放，导致输入电流纹波较大，增加了输入滤波器的设计难度。因此，从能量传递的角度，本文提出的LC吸收电路耦合电感高增益变换器具有更优越的性能。此外，由图5可知，采用LC吸收电路后，输入电流保持连续性，其输入电流纹波为

由式（19）可知，增大励磁电感Lm和减小耦合电感变比n可进一步减小输入电流纹波。

图5 变换器的输入电流波形Fig.5Input current of the proposed converter

2.4 吸收电容C1的选取

吸收电容C1的大小关系到变换器的工作模式，同时电容C1与漏感Ls谐振，影响开关管S1的电压应力。在开关管关断后，电容C1与漏感产生谐振，谐振电压表达式如式（7）所示。为了降低开关管的电压应力，谐振电压峰值最好保持在临界值VC1，boundary及以下，因此希望吸收电路中的电容C1的容值越大越好;此外，由文献［21－22］分析可知，基于LC吸收电路的变换器工作于工作模式2时，漏感电流谐振到零，导致输入电流存在断续的情况，另外电容值增大，电容体积增大。因此，为了既保证输入电流连续，又减小开关管的电压应力，选取的优化条件是在t3时刻，漏感电流下降到与输出二极管Do电流相等，即is（t3）=ILm/n，ILm为励磁电感电流的周期平均值。同时，满足在开关管关断后，由电感L和电容C1组成的谐振支路不工作，即处于工作模式1与工作模式2的临界条件，此时满足

联立式（9）所示的电容电压临界值，且将式（20）和式（21）常数项移至方程式左边，平方相加可得

由式（22）可知，在得知变换器电路参数后，可得特征阻抗Z1的数值，且考虑漏感在励磁电感的5%以内，即可得吸收电容C1的电容值。

2.5 吸收电路电感L的选取

吸收电容C1选取后，吸收电感L的选取需满足以下条件:1）为了不增加开关管的电流应力，电感L与电容C1组成的谐振网络引起的谐振电流峰值应小于开关管电流峰值，即励磁电感电流峰值;2）电感L与电容C1组成的谐振周期应远小于开关管的导通时间。因此，可得出吸收电感L应满足的条件为

式中:VC1，boundary如式（9）所示;ILm，max为励磁电感电流的最大值，初略计算时，可取ILm，max=ILm;Ton，min为开关管的最小导通时间。

3 实验结果与分析

3.1 实验参数

为了验证理论分析的正确性，设计并制作了一个基于LC吸收电路的耦合电感高增益升压变换器实验样机，变换器主要参数选取如下:额定输出功率Po=100 W，输入电压Vin=45 V，输出电压Vo=200 V，开关频率fs=100 kHz，输出电容Co=220 μF。

由电路关键参数可知，变换器的电压增益比为200 V/45 V=4.44，考虑输出二极管的电压应力和升压特性，折中选取耦合电感变比n=3.4，根据式（15）计算出所需的占空比D=0.44。耦合电感选取TDK公司的ETD34磁芯，原副边匝比为15T: 51T，原边励磁电感Lm=40 μH，漏感Ls=1 μH。由电路参数可以计算出励磁电感电流的平均值，ILm= Po/Vin=2.2 A，因此，由式（22）计算出吸收电容C1的电容值为22 nF。此时，本文中选取满足式（23）的电感值为22 μH，磁芯77930A7，匝数15T。吸收二极管D11、D12选取型号HER207。由此可以计算出开关管S1和输出二极管Do的电压应力分别为80 V和354 V，考虑一定电压裕量，选取开关管S1型号P30NM30N（VDSS=300 V，RDS（on）=0.078 Ω），选取输出二极管Do为型号为MUR860CI。

3.2 实验结果

如图6～图9所示为满载工作时，基于LC吸收电路的耦合电感高增益升压变换器的实验波形。图6为开关管S1两端电压和流过开关管的电流波形，从图6可以看出，开关管两端的电压尖峰得到抑制，测量得到开关管的理想电压应力80 V、考虑LC吸收电路的电压应力为125 V，与式（16）、式（17）理论分析基本一致，从而证实了吸收电容C1和电感L参数值选取的正确性。图7为吸收电容电压vC1、二极管电流iD12和变换器输入电流iin的实验波形。由图7红色虚线框可知，由实验波形直接验证了吸收电容C1的选取与理论分析一致，在二极管电流iD12关断时刻，电容电压vC1被箝位。从图7中输入电流实验波形可以看出，输入电流iin保持连续性，与理论分析波形一致。输入电流连续的主要原因在于开关管S1关断后，变压器漏感Ls、输出二极管Do形成电流流通路径，漏感能量直接向负载传递。图8为输出二极管Do的电压电流实验波形，由图8可知，二极管Do的电压应力与理论分析一致，但存在尖峰震荡，主要原因是在二极管关断后，耦合电感副边漏感与二极管Do寄生电容产生谐振，造成二极管两端的电压尖峰震荡。输入电流与输出电压Vo的实验波形如图9所示，输出电压与理论计算值保持一致。

图6 开关管S1的漏源电压、电流波形Fig.6Voltage and current switch S1

图7 吸收电路的电流和电压实验波形Fig.7Voltage and current of passive lossless snubber

图8 续流二极管Do电压电流波形Fig.8Voltage and current waveform for diode Do

图9 输入电流iin与输出电压Vo波形Fig.9Input current iinand output voltage Vo

如图10所示为本文提出的基于LC吸收电路的高增益升压变换器的效率测试曲线，由图10可知，变换器的最高效率可达到95.5%，在满载Po= 100 W时，变换器的效率为95%。变换器效率较高的主要原因在于采用LC吸收电路后，开关管S1两端的电压尖峰得到抑制，继而可采取低电压等级的MOSFET以减小导通损耗，提高变换器的效率;同时漏感能量得到有效利用，进一步改善了变换器的效率。此外，本文提出的变换器拓扑输入电流连续，减小输入滤波器的设计难度，降低了变换器的体积和成本。

图10 效率曲线Fig.10Efficiency of experimental results

4 结论

本文提出了一种基于LC吸收电路的高升压增益变换器拓扑，详细分析了变换器工作原理与工作特性。同时，阐述了输入电流纹波特性，且对吸收电路中电容与电感的设计进行了探讨，给出电路参数的优化设计选取原则。实验结果表明，本文提出的高升压增益变换器在传统耦合电感Boost变换器拓扑的基础上，采用LC吸收电路，有效抑制了开关管的电压尖峰，减小了开关管的电压应力;同时，漏感能量直接向负载传递，保持了输入电流的连续性，减小了输入滤波器的设计。基于以上优点，该变换器非常适合于光伏、燃料电池等需要高增益DC-DC变换器的新能源场合。

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Coupled-inductor-boost high voltage gain converter with a nondissipative LC snubber

CHEN Zhang-yong， XU Jian-ping，WU Jian-xue
（1.School of Electrical Engineering，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China; 2.Ministry of Education Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China）

A Coupled-Inductor-Boost high voltage gain converter with a nondissipative LC snubber was presented.By utilizing a snubber circuit composed of capacitor，inductor and diode，leakage inductance energy was recycled and voltage spike stress of the power switch was suppressed.Compared with active clamp circuit or lossless snubber circuit，the proposed converter maintains the characteristics of continuous input current and therefore makes it easy to design electromagnetic interference（EMI）filter.Meanwhile，the converter with single power switch and high voltage gain，has appropriate candidate for photovoltaic，fuel cells and other renewable energy system application.Steady state analysis of the converter and operating characteristics was developed.Finally，experimental results from a 100W 45V/200V prototype were presented to verify the analysis of the proposed converter.

coupled-inductor Boost converter;LC snubber circuit;input current ripple;high voltage gain;renewable resources

10.15938/j.emc.2015.03.011

TP 242，TP 273

A

1007－449X（2015）03－0069－07

2014－02－23

国家自然科学基金（51177140）;中央高校基本科研业务费专项资金（2682013ZT20）;2014年西南交通大学博士新基金

陈章勇（1988—），男，博士研究生，研究方向为高频隔离软开关变换器，功率因数校正技术;

许建平（1963—），男，博士，教授，博士生导师，研究方向为电力电子与电力传动;

吴建雪（1988—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动。

陈章勇