断续模式单电感双输出Buck功率因数 校正变换器

刘雪山　许建平　王　楠　高建龙

断续模式单电感双输出Buck功率因数 校正变换器

刘雪山许建平王楠高建龙

（磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室（西南交通大学） 成都 610031）

传统多路输出功率因数校正（PFC）变换器多由前级PFC变换器级联多个DC-DC变换器的两级变换组成，成本高、体积大。提出了一种单级变换的单电感双输出（SIDO）Buck PFC变换器及其控制策略，并分析了其工作特性。通过对电感的分时复用控制，实现了两个输出支路的独立控制。电感电流工作在断续模式（DCM），消除了各路的交叉影响，相对于传统两级变换的多路输出PFC变换器，减少了控制器与电感的数量，降低了变换器的体积与成本，并提高了变换器的效率。实验结果验证了此变换器高效率、高功率因数以及两个输出支路的高输出准确度控制特性。

Buck 功率因数校正 单电感双输出 断续模式 单级结构

0　引言

随着LED照明等消费类电子的快速发展，具有多路输出的开关变换器得到了广泛应用［1，2］。为了减小电力电子装置对电网的谐波污染，IEC 61000— 3—2 C类通用照明法规对AC-DC变换器注入电网的各次谐波电流提出了限制要求［3］，因此，研究具有功率因数校正（Power Factor Correction， PFC）功能的高性能、低成本多路输出开关变换器具有重要的意义。

为了解决多路输出开关变换器各输出支路的控制及功率因数校正问题，传统方法是在前级PFC变换器后面级联多个DC-DC变换器，即前级PFC变换器提供直流母线电压，后级DC-DC变换器分别实现各输出支路的恒电流或恒电压控制［4，5］。后级DC-DC可分为线性调节器与开关变换器，线性调节器结构简单，但线性调节器效率较低，特别是当各输出支路的电压差异越大，对效率的影响越严重。相对于线性调节器，开关变换器可大幅度提高效率，但每一个开关变换器都需要电感、功率器件及相应的控制器，增加了系统的体积与复杂性［6-10］。此外，前级PFC变换器后面级联多个DC-DC变换器，输出功率经过了两次转换，功率变换效率较低。单级PFC变换器仅进行一次功率变换，具有效率高、结构简单的优点［11-13］。因此，研究具有功率因数校正功能的单级变换多输出变换器具有重要的意义。

传统耦合电感多路输出变换器可实现单级变换多输出变换器每一条输出支路的恒压控制，但无法实现每一条输出支路的恒流控制，且恒压控制时输出支路间的交叉影响较严重，影响了调整准确度［14］。为了实现每一条输出支路的准确调节，文献［15，16］分别提出了基于磁放大技术的多路恒压输出变换器和多路恒流输出变换器，但变换器仍需要多个电感和多个绕组。

单电感多输出（Single-Inductor Multiple-Output，SIMO）开关变换器可以有效减少多路输出开关变换器的电感和控制芯片的数量，从而有效降低多路输出开关变换器的体积、重量和成本，为需要多路输出电源的现代电子设备提供了一个较为理想的电源解决方案。目前国内外学者对SIMO DC-DC变换器进行了大量研究［17-22］，但还没有关于SIMO PFC变换器的研究报道。单级Buck PFC变换器具有结构简单、效率高的优点，非常适用于低成本、非隔离应用的功率因数校正场合［23］。为此，本文提出了一种工作于断续模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）的单电感双输出（Single-Inductor Dual-Output，SIDO）Buck PFC变换器，实现了单级变换双路输出PFC变换器，并研究了其特性及其控制策略。通过对电感的分时复用控制，实现了变换器每一个输出支路的独立控制。相比于传统两级变换多路输出或多个变换器实现多路输出方案，DCM SIDO Buck PFC变换器减少了电感与控制器的使用数量，降低了变换器的体积与成本。由于该PFC变换器实现了功率的单级变换，因此，具有效率高的优点。最后通过32.7W实验样机验证了该变换器高效率、高功率因数与双路高输出准确度的特性。

1　SIDO Buck PFC变换器

图1a所示为本文提出的SIDO Buck PFC变换器主功率电路，主功率电路由二极管整流桥、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf、功率开关管Qm、Qa和Qb、续流二极管VDm、VDa和VDb、电感L和输出电容Ca、Cb构成。Qa与Qb为两个输出支路的分时复用控制开关管。当Qa导通，Qb关断时，SIDO Buck PFC变换器为A支路输出负载传输能量；反之，当Qa关断，Qb导通时，SIDO Buck PFC变换器为B支路输出负载传输能量。Qa与VDa或Qb与VDb串联连接可以使各个输出支路电感的续流方向单向可控。

图1 SIDO Buck PFC变换器及其控制环路Fig.1　SIDO Buck PFC converter and its control loop

图1b所示为本文提出的电压型控制断续模式双路恒流输出SIDO Buck PFC的控制环路，两个输出支路均采用单电压环控制。参考电流iref分别与A、B两路输出电流的采样电流kaioa、kbiob相减后，经过相应的PI控制环，产生误差信号uea、ueb。其中，ka与kb分别为两路输出电流的采样系数。定频时钟信号CLK使RS触发器置位，输出Qm的驱动信号，同时三角波产生器以固定的斜率从零开始线性上升，三角波信号usaw同时与误差信号uea、ueb进行比较产生R1、R2复位信号。由分时复用信号（Timing-Multiplexing Signal， TMS）给选择器S提供选择信号，进而决定在一个开关周期内控制器复位信号R1或R2。当TMS=1时，开关管Qa导通，Qb关断，选择器S选择复位信号R1，控制器对A路输出电流ioa进行调节；同理，当TMS=0时，控制器对B路输出电流iob进行调节。选择器S的输出为RS触发器提供复位信号，RS触发器复位后，开关管Qm关断。驱动信号Ga二分频后产生TMS，而分时复用信号TMS（Ga） 及其互补信号Gb分别作为开关管Qa、Qb的驱动信号。Qm关断后，三角波产生器清零，在接收到CLK信号后又重新开始线性上升，如此周而复始地实现三角波信号与误差信号uea、ueb的比较，实现了双路电感电流断续模式分时复用控制。

2　工作特性分析

为简化分析，做如下假设：

（1）所有的开关管、二极管、电感和电容均为理想元件。

（2）fs>>2fL，其中fL、fs分别为电网电压频率和主电感的复用频率（即开关管Qa、Qb的开关频率）。在一个开关周期内，电网输入电压可近似为一个恒定的量。

（3）变换器A、B两个输出支路的输出电容Ca和Cb足够大，变换器分别工作于A路和B路时，开关管Qm的导通时间保持不变，输出支路A与输出支路B的输出电压保持不变。变换器输出支路A的输出电压小于输出支路B输出电压，即Uoa＜Uob。

2.1输入电流与电感电流分析

图2所示为半个工频周期内，DCM SIDO Buck PFC变换器电感电流及其控制时序，电感以固定的复用时间TA与TB交替为A、B两个输出支路传递能量。TA与TB的交替工作，构成一个复用周期Ts，在一个复用周期内，A、B两个输出支路的电感电流峰值ip_A（θ）、ip_B（θ）分别为

式中，Up为输入电压峰值；θ 为输入线电压角度；m1与m2定义为输出支路A、输出支路B与输入电压峰值的比值；DA和DB分别为变换器输出支路A和输出支路B主开关管开通时间的占空比；Uoa和Uob分别为变换器输出支路A和输出支路B的输出电压。

图2　　DCM SIDO Buck PFC变换器电感电流波形 及其控制时序Fig.2 Inductor current and control sequence of SIDO Buck PFC converter in DCM

由式（1）可得在一个复用周期内，DCM SIDO Buck PFC变换器的输出支路A和输出支路B的输入电流平均值分别为

在一个复用周期内，DCM SIDO Buck PFC变换器输入电流的平均值为输出支路A和输出支路B的输入电流平均值之和，即

在半个工频周期内，SIDO Buck PFC变换器输出支路A和输出支路B的平均输入功率分别等于其平均输出功率，输出支路A和输出支路B的平均输入功率分别为

即

由式（6）可得输出支路A和输出支路B的主开关开通占空比分别为

由式（1）、式（7）可知，在半个工频周期内，ip_A（t）、ip_B（t）随输入电压的变化而变化，输入电压越高，电感电流峰值越大，在输入电压峰值处，即|sinωt|=1时，ip_A（t）、ip_B（t）达到最大，即

此时，各输出支路电感的续流时间达到最大，即

为了使各输出支路电感电流在输入电压峰值点处工作在断续模式，电感量L对应的充电时间与蓄流时间应满足

由式（8）可知，两输出支路的电感电流峰值最大值ip_A_max、ip_B_max仅与电感量和输入输出规格有关，在输出功率与输入输出电压确定的情况下，电感量越小，ip_A_max、ip_B_max越大。为了降低变换器的电流应力，在满足式（10）的情况下，要求电感量L的取值尽量大。

由式（3）、式（4）与式（7）可知，在半个工频周期内，SIDO Buck PFC变换器的输入电流与各支路的功率配置有关。为了便于分析，假设输出支路A与输出支路B的功率配置比为1∶1，得到如图3所示的半个工频周期内归一化输入电流波形，由图3可知，输入电流的正弦度与m1和m2组合的值有关，m1与m2的值越小，输入电流的正弦度越好。

图3　　DCM SIDO Buck PFC变换器归一化输入电流波形Fig.3　Input current of SIDO Buck PFC converter in DCM

2.2功率因数与输入电流谐波分析

由式（6）可知，SIDO Buck PFC变换器的输入有功功率为SIDO Buck PFC变换器的输入视在功率Pin_a和功率因数PF分别由式（12）和式（13）给出。其中

由式（13）和式（14）可得如图4所示变换器功率因数与m1、m2和k的关系曲线，其中，k=Po_A/Po_B为输入出支路A与输出支路B的输出功率比。

图4　　DCM SIDO Buck PFC变换器输入功率因数与 m1、m2和k的关系曲线Fig.4　The relationship between power factor， m1， m2and k of SIDO Buck PFC converter in DCM

由图4a可知，当k=1时，变换器的功率因数随m1、m2的增大而减小；当m1与m2均小于0.62的情况下，变换器的功率因数在0.9以上。图4b给出了DCM SIDO Buck PFC变换器各输出支路输出功率比k对PF值影响的曲线，由图可知，当m1与m2相等时，变换器的PF值与k无关；当m1与m2不等时，随着k由小逐渐变大，变换器的PF值逐渐变为由输出支路A的特性决定。反之，随着k由大逐渐变小，变换器的PF值逐渐变为由输出支路B的特性决定。图4反映了各种输入电压、输出电压，以及各输出支路功率不同比值条件下的PF值。在各支路输出电压确定的情况下，输入电压的变化反映了m1与m2值的变化，即随着输入电压增加，m1与m2的值相应减小，由图4可知，PF会相应增加。 DCM SIDO Buck PFC 变换器输入电流各次谐波与m1、m2的关系曲线如图5所示，其中，k=1。由于IEC 61000—3—2 class C 3次谐波的限制标准与变换器的功率因数有关［3］，为此，在图5a中单独分析了3次谐波。在图5b中给出了5～9次谐波分析结果。由图5可知，m1、m2的值越大，各次谐波分量越高，其中m1、m2分别取值为（0.3，0.6）与（0.6，0.6）时，已超过了IEC 61000—3—2 class C 3次谐波的限制标准。因此，为了满足IEC 61000—3—2 class C标

图5　　DCM SIDO Buck PFC变换器输入电流 各次谐波与m1、m2的关系曲线Fig.5　The relationship between harmonic input current and （m1， m2） of SIDO Buck PFC converter in DCM

2.3开关管电压应力分析

如图1所示，DCM SIDO Buck PFC变换器的主开关管Qm关断时，其反压最大值为输入电压，保留了传统单输出Buck PFC的特性。

当TMS=0时，Qa关断，在其关断期间反向电压最大值为

式（15）说明Qa的反向电压与两路的输出条件有关，若A路输出电压的绝对值低于B路输出电压绝对值，则Qa反向电压的最大值为Uob-Uoa，反之，则Qa的反向电压为零。Qb的反向电压与Qa类似，说明了DCM SIDO Buck PFC变换器分时复用控制开关管Qa与Qb低电压应力的特性。

由式（15）可知，若Uoa＜Uob，则Qa的最大反向电压为Uob-Uoa，Qb的反向电压为0，因此，可去除Qb与VDa；反之，若Uoa＞Uob，则可去除Qa与VDb。根据两个输出支路的电压条件来选择分时复用控制开关管的连接方式，可进一步简化主功率电路及控制电路，进而提升变换器效率。

3　实验结果

3.1实验参数

本文对DCM SIDO Buck PFC变换器进行了实验研究。电路参数选取见表1，两路输出均采用恒流控制，电感的复用周期为25μs。根据1.3节分析结论，由于实验电路中输出支路A的输出电压低于支路B的输出电压，因此主功率实验电路如图6所示，仅存在一个分时复用控制开关管Qa。控制环路如图1b所示。为了便于实验，文中实验部分控制器采用的是Microchip推出的电源类数字控制器dsPIC33FJ16GS504，此控制器集成了适用于电源控制的专用模块，可以实现图1所示的控制功能。

图6　　DCM SIDO Buck PFC变换器实验电路Fig.6　The experimental circuit of DCM SIDO Buck PFC converter

表1　SIDO Buck PFC变换器电路参数Tab.1 Circuit parameters of SIDO Buck PFC converter

根据式（10）与表1所示实验参数，针对各输出支路恒流输出应用，可得如图7所示电感电流工作模式与电感量和输出电压的关系。如图可知，随着各输出支路输出电压的下降，电感电流将进入连续模式，连续模式将造成各输出支路产生严重的交叉影响；电感量越大，各输出支路在断续模式下的工作区域越小；电感量越小，各输出支路在断续模式下的工作区域越大。但是，由式（8）可知，电感量越小，变换器的电流应力越大。因此，为了使各输出支路获得较大的断续模式工作区域和较低的电流应力，本文实验部分电感取值为100μH。

图7　电感电流工作模式与电感量和输出电压的关系Fig.7　The relationship of inductor current operation mode， inductance and output voltage

图8　DCM SIDO Buck PFC变换器输入电压和 输入电流实验波形Fig.8　uinand iinof DCM SIDO Buck PFC converter

3.2实验结果

图8a与图8b分别给出了AC110V与AC220V电压输入时DCM SIDO Buck PFC变换器的输入电压uin与输入电流iin的实验波形，在两种输入电压条件下，输入电流均可以跟踪输入电压的变化，实现了功率因数校正功能。

图9给出了DCM SIDO Buck PFC变换器的PF值与输入电压的关系曲线，由图9可知，在AC100～240V的宽输入电压范围内，变换器的功率因数均在0.94以上。由于低压输入与高压输入时滤波电路相同，而高压输入时滤波电容Cf流过的电流相对低压输入时所占的比例增大，进而导致高压输入时输入电流相位严重超前，造成高压输入时PF值降低，因此在输入电压较高时实验数据与图4所示的理论分析结果略有差异。

图9 SIDO Buck PFC变换器PF曲线Fig.9　PF of SIDO Buck PFC converter

图10给出了AC110V与AC220V电压输入时，输入电流i 的谐波实验结果，由图10可知，输入 电流的各次谐波均小于IEC 61000—3—2 class C规定的谐波最大值限定标准，THD分别为27.25%和18.38%。

图10 输入电流iin的谐波分析Fig.10　Harmonic of input current iin

图11a与图11b分别为AC110V与AC220V输入时，DCM SIDO Buck PFC变换器在输入电压峰值点的电感电流iL与分时复用信号TMS的实验波形。由图11可知，输出支路A和输出支路B分别以12.5μs的固定复用时间交替工作，电感电流在额定负载条件下工作在断续模式。

图11 DCM SIDO Buck PFC变换器电感电流波形Fig.11　iLof SIDO Buck PFC converter in DCM

图12a与图12b分别给出了AC110V与AC220V电压输入时，DCM SIDO Buck PFC变换器的两个输出支路电流的实验波形。从图中可以看出，在不同输入电压时，变换器的两路输出均可以实现稳定的输出。

图12　DCM SIDO Buck PFC变换器输出电流实验波形Fig.12　ioaand iobof SIDO Buck PFC converter in DCM

表2给出了AC100～240V电压输入时变换器的两路输出电流，可以看出，在宽输入电压范围条件下，DCM SIDO Buck PFC变换器均可实现高准确度恒流输出。 图13给出了AC110V电压输入时，DCM SIDO Buck PFC变换器输出支路A负载跳变的实验波形。由图13可知，当输出支路A的负载功率由14W突降到10W再突增到14W时，在输出支路A的负载电流ioa调整期间，输出支路B的输出未出现电流与电压波动，表明DCM SIDO Buck PFC变换器各输出支路没有动态交叉影响。

表2　SIDO Buck PFC输出电流Tab.2　Output current of SIDO Buck PFC converter

图13 DCM SIDO Buck PFC变换器输出支路A负载跳变实验波形Fig.13　Step load variation of uoaof SIDO Buck PFC converter in DCM

图14给出了DCM SIDO Buck PFC变换器的效率曲线。由图14可知，DCM SIDO Buck PFC变换器的效率最高值达到了92.05%，且在整个输入电压范围内均高于91%，由于DCM SIDO Buck PFC变换器实现了输出功率单级变换，因此具有高效率特性。

图14　SIDO Buck PFC变换器效率曲线Fig.14　Efficiency of SIDO Buck PFC converter

4　结论

本文提出了一种断续模式单电感双输出Buck功率因数校正变换器，研究了其控制策略与特性。该PFC变换器通过电感的分时复用控制，实现了各输出支路的独立调节。相对传统两级多路输出或通过多个变换器实现多路输出，减少了电感与控制器的使用数量，从而降低了变换器的体积与成本。分析表明，此变换器的功率因数和各次谐波与各输出支路的电压、功率相关，输出支路占变换器总功率的比重越大，该输出支路对变换器功率因数和各次谐波的影响越大。实验结果表明，此变换器具有高效率、高功率因数与双路高输出准确度的特性，且各输出支路无交叉影响，适用于需要功率因数校正的多路恒流或恒压输出应用，且为其提供了一种高性能、低成本的解决方案。

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刘雪山 男，1981年生，博士研究生，研究方向为开关变换器拓扑及控制技术。

许建平 男，1963年生，教授，博士生导师，主要从事电力电子数字控制技术、开关电源新颖控制技术、再生能源发电技术、移动信息设备电源管理技术等研究。

Single-Inductor Dual Output Buck Power Factor Correction Converter Operating in Discontinuous Conduction Mode

Liu Xueshan Xu Jianping Wang Nan Gao Jianlong
（Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle Ministry of Education Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China）

Two stage multiple output power factor correction（PFC） converter has the disadvantages of high cost and large size. In order to solve the above problems， a novel single-inductor dual-output Buck PFC converter was proposed in this paper. Control strategy and corresponding characteristics were analyzed. Independent regulation can be achieved in this converter by multiplexing a single inductor. Inductor current operates in discontinuous conduction mode（DCM）， eliminates the cross- regulation of each output. Compared with conventional two-stage multiple output solution， this solution benefits with significant overall cost saving， small size and light weight of equipment and device. Due to single stage power conversion， this PFC converter also benefits with high efficiency advantage. Finally， the characteristics of efficiency， power factor and output accuracy were verified in experimental results.

Buck， power factor correction， single-inductor dual-output， discontinuous conduction mode， single stage

TM46

国家自然科学基金（51177140）和中央高校基本科研业务费专项资金（2682013ZT20）资助项目。

2013-10-29 改稿日期 2013-12-26