ZVS全桥变换器辅助网络技术的比较研究

陈　仲　李梦南　汪　洋

ZVS全桥变换器辅助网络技术的比较研究

陈仲李梦南汪洋

（南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016）

ZVS全桥变换器在中大功率变换场合得到了广泛的应用，但传统的移相全桥变换器同时也存在一些缺点，如软开关范围窄、占空比丢失、二次侧寄生振荡和环流损耗大等。针对这些缺点，国内外学者相继提出了许多改进方法。该文针对一些具有代表性的辅助网络技术进行了归类，结合特性分析比较了各方案的优势与不足，并提出了一种将自适应网络与并联型无源辅助网络结合后的新型自适应辅助网络。根据所提出的新型变换器拓扑，搭建了一台原理样机验证理论分析的正确性。最后对各加辅助网络的变换器优缺点进行了归纳总结。

零电压开关 全桥变换器 拓扑比较 辅助网络

0　引言

全桥DC-DC变换器在高输入电压、中大功率输出场合应用十分广泛［1-5］。传统的移相全桥零电压开关变换器利用变压器漏感和一次侧功率管寄生电容之间的谐振来实现功率管的ZVS。但是传统的移相全桥变换器性能上还存在不足，如滞后桥臂软开关范围窄、二次侧存在占空比丢失、环流损耗大及功率变压器二次侧存在严重的寄生振荡等。

针对传统移相全桥变换器以上缺陷，业内很多研究学者提出了采用辅助网络的解决方案［6，7］。一般而言都只是解决了传统变换器存在的部分缺陷，至今还没有一个完美的辅助网络方案，因此实际应用时要视不同场合采用适合的辅助网络措施。

常见的辅助网络可以分为串联型辅助网络和并联型辅助网络。常见串联辅助网络方案包括一次侧串联饱和电感［8］或二次侧串联饱和电感［9］、采用谐振电感和钳位二极管的方案［10］及其改进措施［11-14］。饱和电感可拓宽ZVS范围，减小环流损耗，但饱和电感发热严重，体积大，不利于集成。谐振电感和二极管方案同样可拓宽ZVS范围，并很好地抑制二次电压振荡，但会造成二次侧更大的占空比丢失。此外，学者们还提出利用主变压器的励磁电流拓宽软开关范围，但这会增加导通损耗［15，16］。

并联辅助网络又分为并联有源辅助网络和并联无源辅助网络。针对滞后桥臂实现零电压开关相对较难的问题，可将有源辅助网络电路并联于滞后桥臂，并在滞后臂换流前开通相应开关管一段时间，使辅助电感储存一定的能量，用以拓展滞后臂的软开关范围。但是加入的有源辅助网络需要提供额外的控制和驱动电路，这直接提高了系统的复杂度和成本［17-19］。相比之下，并联无源辅助网络的电路结构简单，利于硬件实现，不受开关频率的限制［20-23］。以上提到的并联型辅助电路方案在不同程度上都改善了全桥变换器的工作条件，但是都存在一个共同的问题，即辅助网络帮助实现滞后臂ZVS的能量基本维持不变并且与负载电流无关，重载时辅助能量要远大于实现滞后臂ZVS所需的能量，多余的辅助能量环流会降低重载时的变换效率。

随着技术的不断发展，采用电压互补网络的全桥变换器［24-35］相继被推出，其辅助能量可随着负载自适应变化，不仅拓宽了软开关范围，而且不会显著增加满载时的导通损耗。在不同的学者们看来，电压互补网络的具体电路实现方法多种多样，但主流还是依靠耦合电感及辅助变压器等磁性元件。

本文对移相全桥变换器的各种辅助网络进行了归类，阐述了各类变换器的特点；接着，挑选了一些经典的采用辅助网络的移相全桥变换器进行研究，对其占空比丢失、辅助网络提供的辅助电流与损耗等特性进行详细分析，以期能清晰地解释电压互补网络的优势；随后根据所提出的新型变换器，搭建了一台原理样机进行实验验证；最后，归纳出这些辅助网络的优缺点。

1　拓扑比较

1.1串联饱和电感方案

饱和电感法最典型的方案是在变压器一次侧用饱和电感Ls替代线性谐振电感并与主变压器串联［8］，其拓扑如图1a所示。变压器漏感可尽量取小以减小一次侧的环流损耗，其主要工作波形如图1b所示。饱和电感在电源向负载供电时处于饱和工作状态；而在一次侧环流阶段（此时有：ip=Ic）时，则处于线性工作状态，从而帮助滞后臂开关管实现ZVS。该变换器的优点是可以在较宽的负载范围内实现开关管的零电压开关，占空比丢失小，但是饱和电感工作于双象限，热应力问题较严重。将饱和电感与主变压器二次绕组串联，这样饱和电感工作限定在第一象限，饱和电感发热问题可以得到有效的解决［7］。但是不可避免地在轻载时，由于饱和电感储能有限，滞后臂ZVS仍然无法实现。

图1　拓扑1一次侧串联饱和电感Fig.1　Topology 1 utilizing the saturable inductor

1.2一次侧加钳位二极管方案

为解决输出整流二极管存在反向恢复引起的电压尖峰和电压振荡，Redl等人提出在变压器一次侧加入一个谐振电感和两个钳位二极管［10，11］，很好地消除了二极管上的电压尖峰和电压振荡，降低了输出整流二极管的电压应力，如图2所示。但是加钳位二极管的全桥变换器由于采用较大的谐振电感，导致占空比丢失比较严重，且在轻载情况下，钳位二极管容易硬关断，产生较大的反向恢复损耗，甚至会损坏钳位二极管，影响变换器的工作可靠性，为此一些改进方案也相继被提了出来［12-14］。

图2　拓扑2加钳位二极管Fig.2 Topology 2 using two clamping diodes

1.3滞后臂并联有源辅助网络方案

这种拓扑是在传统全桥变换器的基础上加入了由辅助电感和两个辅助开关管组成的辅助电路［17-19］，如图3所示。当滞后管换流时，辅助电感的电流会与一次电流一起流进或流出滞后臂桥臂中点，帮助滞后管实现ZVS。

图3　拓扑3滞后臂并联有源辅助网络Fig.3　Topology 3 adding active parallel auxiliary network

该变换器可以帮助滞后臂开关管实现全负载范围的ZVS，其不足之处是增加了两只辅助开关管及相应驱动电路，增加了拓扑的复杂性以及成本。

1.4并联LC网络方案

为了解决传统移相全桥存在滞后臂软开关范围窄、超前桥臂在轻载条件下软开关条件丧失的问题，P. K. Jain等提出通过在超前桥臂和滞后桥臂均加入LC辅助网络，如图4所示，可以实现在任意输入电压下全负载范围内一次侧所有开关管的ZVS［20，21］。由于超前桥臂和滞后桥臂实现软开关的范围并不一样，可以各自选取合适的辅助电感值，不对称设计在保证全负载范围软开关的同时，尽量减小了导通损耗。由于不再依靠漏感中的能量来实现ZVS，可尽量减小漏感以减小其带来的负面影响。但是其辅助电流近似恒定，与负载无关，在重载时会额外增加一次侧开关管的电流应力，并增加导通损耗，降低变换器效率。

图4　拓扑4并联LC辅助网络Fig.4　Topology 4 employing LC parallel auxiliary network

1.5自适应无源辅助网络方案

由于传统无源辅助网络存在以上缺点，Yungtaek等人提出了基于电压互补思想的无源辅助电路技 术［24，25］。

图5a所示是简化的具有电压互补性思想的电路，变压器Tx和Ty都具有其相应的输出部分，Ty的一端接于Tx一次绕组中点，电容Ca串联于Ty支路，其取值较大，充当电压源的作用，根据变压器伏秒平衡原理可知其电压近似为Vin/2。图5b为该简化电路Tx和Ty一次绕组的工作波形，对管（Q1、Q4和Q2、Q3）导通，Vin加在Tx上，其支路的电流将会上升，Ty上电压为零，能量储存在Tx中。平行管（Q1、Q2和Q3、Q4）导通，Tx上电压为零，由于Ca的影响，Vin/2加在Ty上，其支路的电流将会上升，能量储存在Ty中。也就是说，在任意时刻，传递到输出端X和Y的能量总以互补的形式出现，即使是在输出空载的条件下，Tx和Ty两路中必有一路将储存一定的能量。

图5　基于电压互补思想全桥变换器Fig.5　Based on full bridge converter voltage complementary thought

利用该电路电压互补性的特点，可以选择Tx作为主变压器给负载提供能量，Ty上的能量用于实现软开关，或Ty作为主变压器给负载提供能量，Tx上的能量用于实现软开关。

1）一种带耦合电感的自适应网络

根据上述思想，Yungtaek等人提出了一族新型的全桥变换器［24，25］，典型的拓扑如图6所示。该变换器两个辅助电容CB1和CB2分别充当两个电压源，其稳态电压值为Vin/2，采用耦合电感作为辅助网络接于两个桥臂中点，用来实现开关管全负载范围内的软开关。

图6　拓扑5采用耦合电感的自适应网络Fig.6　An adaptive auxiliary network of topology 5 with coupled inductor

这个拓扑的主要思想是桥臂中点电压与辅助电路的电压具有互补性，辅助电路产生的能量帮助实现开关管的软开关。在输出占空比大时，加在耦合电感上的电压占空比小，耦合电感储能小；输出占空比小时，加在耦合电感上的电压占空比大，耦合电感储能较大。这样使得负载电流与耦合电感储存的能量具有直接耦合性，电路中用于换流的能量基本维持稳定，因此采用该类无源辅助电路的变换器不仅可以实现全负载范围的软开关，而且储存在耦合电感中的能量可以随着负载的变化而自适应的变化，提高了变换器的效率。同时由于无需利用漏感拓展开关管的软开关范围，因此漏感取值可以大大减小，这样利于减小一次侧的环流损耗，同时二次电压波形也可以得到有效改善。

2）另一种自适应网络

Borage等人也提出了一种基于无源辅助电路的移相全桥变换器［26］。该变换器采用了两个辅助电容，一个辅助电感及一个辅助变压器，如图7所示。该变换器辅助电感在满载时存储的能量最小，并且随着负载电流逐渐下降，辅助电感的储能将逐渐增加。通过采用电压互补辅助网络，不仅可以使变换器一次开关管在宽负载范围内实现ZVS，同时在满载时，提供的辅助电流很小，这样减小了辅助网络对满载时效率的影响。

图7　拓扑6另一种自适应网络Fig.7　Another adaptive implementation of the auxiliary network topology 6

3）加钳位二极管的自适应网络

Yungtaek等人进一步将电压互补思想应用到加钳位二极管的移相全桥变换器［29］中，如图8a所示。辅助变压器两端电压与主变压器两端电压互补，通过辅助变压器（其匝比为na）给辅助电感提供自适应的能量，用以实现ZVS。相对于传统的加钳位二极管移相全桥变换器，该变换器可以在全负载范围内实现滞后桥臂的ZVS，并且由于能量自适应变化，谐振电感可以取得相对较小值，这样可以减小占空比的丢失。一次侧的钳位二极管提供了辅助电流通路，同时起到钳位二次侧整流二极管电压尖峰和振荡的作用，该文献所采用的控制方式为有限双极性控制，如图8b所示。这种拓扑的构思是非常巧妙的，将辅助电路和钳位有机融合在一起。

图8　拓扑7加钳位二极管的自适应网络Fig.8　The adaptive auxiliary network with clamping diodes of topology 7

4）并联型自适应网络

运用对偶原理，在拓扑7的基础上，本文提出了一种将自适应网络与并联型无源辅助网络结合后的新型自适应辅助网络。图9给出了其电路拓扑及主要工作波形，其中辅助变压器向辅助电感提供自适应的辅助能量。利用这种方法，使得流过主变压器一次侧的辅助电流很小，且不影响主变压器的工作。辅助电感只是向滞后臂提供实现ZVS的能量，如果需要也可以单独在超前臂并联同样的辅助电路。由于添加了辅助电路，主变压器的漏感可以取得很小值，从而占空比丢失及寄生振荡问题得到抑制。

图9　拓扑8本文提出的新型变换器Fig.9　The proposed topology of topology 8

2　特性分析与对比

本节对带辅助网络的移相全桥变换器进行研究和比较。为了便于分析，定义以下参数：Coss表示开关管结电容，Td表示滞后臂死区时间，Ts表示开关周期，Vin表示输入电压，Lr表示谐振电感，Io表示输出电流，Ip表示一次电流，La表示辅助电感，Ia表示辅助电流。

存储在谐振电感中的能量必须能够对开关管的结电容进行充放电。为了能够实现ZVS，其需要的最小能量为

此时的死区时间为

对于并联辅助电感，在给结电容充放电过程中电流幅值变化很小，可以视为恒流源。为了能够给结电容充分放电，所需的最小电荷量为

因此，死区时间固定的情况下，能否实现ZVS与辅助电流的幅值密切相关。在死区时间Td内能够实现ZVS的最小电流值为

2.1占空比丢失

采用串联辅助网络的移相全桥变换器通过串联的谐振电感来实现软开关，通常此谐振电感取值较大，以保证宽负载范围的软开关，同时会导致较大的占空比丢失。因此，在设计谐振电感的时候必须折衷考虑ZVS范围以及占空比丢失。

对于拓扑1，通常饱和电感饱和时的电流Ic与实现ZVS所需的最小电流可以设置相等。根据图1b，占空比丢失可以表示为

式中，Llinear是饱和电感未饱和时的感值。

对于拓扑2，由于一次电流通常远大于Ic，占空比丢失会比较大。其占空比丢失可以表示为

类似地，拓扑7的占空比丢失可以表示为

看起来拓扑7的占空比丢失和拓扑2类似。但是应该注意到，拓扑7谐振电感中流过的电流近似恒定，因此拓扑7中的谐振电感值要远小于拓扑2中的电感值。Lr（2）与Lr（7）的关系可以写成［29］

例如，对拓扑2来说，想要在50%以上负载实现ZVS，所需的谐振电感值Lr（2）是Lr(7）的4倍。

而通过采用并联辅助网络，谐振电感可以取得较小，因此占空比丢失几乎可以忽略。表1列出了拓扑1～拓扑8的占空比丢失。

由于Lr（2）太大会引起严重的占空比丢失，通常Llinear可以设计的比Lr（2）大。我们可以看出，在轻载时，拓扑1的占空比丢失比拓扑2要大，但是由于此时一次电流很小，占空比丢失并不严重。拓扑2的占空比丢失会随着负载电流的增加而线性增加，而拓扑1的占空比丢失保持不变。

另外，根据式（8），Lr（2）要远大于Lr（7），因此，拓扑2的占空比丢失也比拓扑7的占空比丢失要大。

假设Llinear=2Lr（2）并且Lr=4Lr（7），可以画出拓扑1、2和7的占空比丢失随着负载变化的曲线如图10所示。从图中可以看出，在重载时，拓扑2的占空比丢失尤为严重，而拓扑1和7的占空比丢失基本维持不变。

2.2辅助能量与辅助电流

对于拓扑1，当漏感很小并且一次电流较大时，辅助电流等于Ic；而当一次电流小于Ic时，辅助电流与一次电流相等；当电路工作在电流断续模式时， 辅助电流为零。在拓扑7中，辅助电流即为一次电流与自适应辅助电流之和。通过合理的设计辅助网络，谐振电感中的能量在整个负载范围内近似恒定不变，表1中列出了拓扑1～拓扑8的辅助电流值。

图10　占空比丢失随负载变化曲线Fig.10　The duty cycle loss of series auxiliary network vs. load

表1　占空比丢失、辅助电流及滞后臂电流有效值比较Tab.1 Comparison of duty cycle loss， auxiliary current and lagging-leg current

而对于采用串联辅助网络的移相全桥变换器，用于实现ZVS的辅助能量应当近似不变。这样，我们可以在图11中画出最小的辅助能量Emin以及拓扑1、拓扑2和拓扑7中的辅助能量随着负载电流变化的曲线，当辅助能量小于Emin时，将无法实现ZVS。因此，拓扑1、拓扑2在轻载时将无法实现ZVS，而拓扑7的滞后臂开关管则可以在全负载范围内实现ZVS。

对于采用并联辅助网络的移相全桥变换器，漏感在重载时储存了大量能量，这些能量足够用来实现ZVS。因此，在重载时，并联辅助网络只需要提供很小的辅助电流，甚至不需要提供辅助电流，由于漏感取值通常较小，假设漏感中的能量在75%负载以上可以实现ZVS，随着负载电流逐步下降，辅助网络也需要提供更多的辅助电流。当电路工作在电流断续模式时，实现ZVS的电流完全由辅助网络提供，因此辅助电流在电流断续模式时保持不变。

根据以上分析，在不同负载条件下辅助网络需要提供的辅助电流可以在图12中绘制出来。

对于拓扑3、拓扑4，辅助电流与负载无关，辅助电流保持不变；而对于拓扑5、拓扑6，辅助电流会随着负载上升而下降，在不同负载下需要提供的辅助电流如图12所示。从图12中我们可以看出，对于拓扑3、拓扑4，如果保证在轻载下实现ZVS，其辅助电流必须大于轻载时所需的最小辅助电流，而自适应辅助网络提供的电流与理想的辅助电流曲线更为接近。

图11　串联辅助网络辅助能量与理想辅助能量Fig.11　The auxiliary energy of series auxiliary network vs. load

图12　并联辅助网络辅助电流与理想辅助电流Fig.12　The auxiliary current of the parallel auxiliary network vs. load

2.3导通损耗与环流损耗

采用串联辅助网络不会增加导通损耗，而由于串联辅助网络辅助电感通常较大，一次电流下降速率较低，这会造成较大的环流损耗。

采用并联辅助网络，流经开关管的电流会增大，这会导致较多的导通损耗，而由于漏感很小，在环流阶段电流下降很快，环流损耗较小。对于拓扑3、拓扑4，辅助电流恒定，这在重载时会导致较多的导通损耗。然而，通过采用自适应辅助网络，重载时辅助电流较小，这样不会引起过多的导通损耗。

表1中列出了流经滞后臂开关管电流的有效值IRMS。根据表1中结果，拓扑1、拓扑2的一次电流有效值约为Ip。另外，对于拓扑3，辅助电流持续的时间很短，拓扑3的一次电流有效值略大于Ip。由于拓扑4辅助电流恒定，而拓扑5、拓扑6和拓扑8辅助电流随着负载增加而降低，拓扑4的一次电流有效值在重载时要大于拓扑5、拓扑6和拓扑8。

滞后臂两只开关管的导通损耗可以由下式计算得到

式中，Rds（on）为开关管的导通损耗。

2.4ZVS范围

如果辅助能量/电流达到所需的最小能量/电流，那么开关管可以实现ZVS，从图11和图12中可以看出。总体来说，采用并联辅助网络的全桥变换器通过合理地选取辅助电感值，可以实现全负载范围ZVS。而采用串联辅助网络的移相全桥变换器，轻载下难以实现ZVS，谐振电感选取过大则会带来严重的占空比丢失，因此必须折中处理。

2.5寄生振荡

二极管的反向恢复会引起较大的功率损耗。寄生振荡主要由于一次侧串联电感和整流二极管的结电容的谐振引起。拓扑1中的寄生振荡依然较为严重，而采用并联辅助网络的移相全桥变换器，由于其漏感较小，其寄生振荡也得到了有效的抑制。

表2对文中提到的各典型拓扑的特点进行了对比与总结。

表2　各拓扑性能对比Tab.2　Characteristic comparison of each topology

3　实验验证

为了验证拓扑8的工作特性，在实验室搭建了一台1kW/54V的原理样机，实验的具体参数为：输入直流电压Vin=300～400V，输出整流二极管VDR1和VDR2为MUR3040PT，主变压器匝比K为14∶3∶3，漏感Lk=7μH，辅助变压器匝比na为5∶1，辅助电感与辅助电容分别为14μH和2.2μF，辅助二极管为C3D10060A。

图13a给出了轻载条件下滞后臂的ZVS波形。可以看出，在驱动电压上升到阈值电压前，滞后臂 开关漏源极电压已经下降到零。在输入电压400V，10%负载条件下滞后臂实现了ZVS，图13b给出了拓扑8所示变换器在输入电压400V，10%负载条件下的主要工作波形。可以看出，与变压器一次电压vAB互补的电压v2在环流阶段建立，辅助电流在环流阶段逐渐增加，这利于滞后桥臂开关管ZVS的 实现。

图13　新型变换器的实验波形Fig.13　Experimental waveforms of proposed topology

4　结论

本文对全桥DC-DC变换器辅助网络技术的研究现状进行了介绍与归纳，分别阐述了串联辅助网络及并联辅助网络的特点，揭示了其生成规律，提出了一种新方案并通过了实验验证。针对采用自适应辅助网络的移相全桥变换器作了进一步比较，对各辅助网络的占空比丢失、辅助电流幅值及滞后臂电流有效值等进行了定量的特性分析。在此基础上，绘制了各辅助网络在不同负载条件下的辅助能量电流曲线，直观地反应了各辅助网络的性能。相比之下，自适应辅助网络具有更多优势。最后文中对提到的采用辅助网络的移相全桥变换器从多个方面作了综合性能评估，并列表总结出各方案的优缺点。

［1］ Sabate J A， Vlatkovic V， Ridley R B， et al. High- voltage， high-power， ZVS， full-bridge PWM converter employing an active snubber［C］. Proceedings of the IEEE Applied Power Electronics Conference， 1991： 158-163.

［2］ Mweene L H， Wright C A， Schlecht M F. A 1 kW 500 kHz frontend converter for a distributed power supply system［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 1991， 6（3）： 398-407.

［3］ 许峰， 徐殿国， 柳玉秀. 一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器［J］. 中国电机工程学报， 2004， 24（1）： 147-152. Xu Feng， Xu Dianguo， Liu Yuxiu. A novel zero-voltage and zero-current-switching （ZVZCS） full-bridge PWM converter［J］. Proceedings of the CSEE， 2004， 24（1）： 147-152.

［4］ 吴新科， 赵荣祥， 钱照明. 倍流输出电流型输入ZVS全桥变流器磁集成方案［J］. 电工技术学报， 2008， 23（9）： 80-85. Wu Xinke， Zhao Rongxiang， Qian Zhaoming. Magnetic integration scheme for current fed ZVS full bridgeconverter with current doubler rectifier［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2008， 23（9）： 80-85.

［5］ 杜贵平， 黄石生. 60kW级软开关等离子喷涂高效电源研究［J］. 电工技术学报， 2005， 20（4）： 94-97. Du Guiping， Huang Shisheng. Study of 60kW plasma spray power supply with soft-switching technology［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2005， 20（4）： 94-97.

［6］ Zhang J M， Xie X G， Wu X K， et al. Comparison study of phase-shifted full bridge ZVS converters［C］. Proceedings of the IEEE Power Electronics Specialists Conference， 2004： 533-539.

［7］ Chen W， Lee F C， Jovanovic M M， et al. A comparative study of a class of full bridge zero-voltage-switched PWM converters［C］. Proceedings of the IEEE Applied Power Electronics Conference， 1995： 893-899.

［8］ Hua G C， Lee F C， Jovanovic M M. An improved PWM ZVS full-bridge zero-voltage-switched PWM converter using a saturable inductor［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 1993， 8（4）： 530-534.

［9］ 胡育文， 丁志刚， 游志青. 变压器二次侧钳位DC-DC ZVS 全桥变换器［J］. 中国电机工程学报， 2003， 23（12）： 153-159. Hu Yuwen， Ding Zhigang， You Zhiqing. A novel ZVS full-bridge DC-DC converter employing current clamping in the secondary side of transfomer［J］. Proceedings of the CSEE， 2003， 23（12）： 153-159.

［10］ Redl R， Sokal N O， Balogh L. A novel soft-switching full bridge DC-DC converter： Analysis， design consider- ations， at 1.5kW， 100kHz［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 1991， 6（4）： 408-418.

［11］ Ruan X B， Liu F X. An improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping diodes［C］. Pro- ceedings of the 35th IEEE Power Electronics Specialists Conference， 2004： 1476-1481.

［12］ Wu X K， Zhang J M， Xie X G， et al. Analysis and optimal design considerations for an improved full- bridge ZVS DC-DC converter with high efficiency［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2006， 21（5）： 1225-1234.

［13］ Chen W， Ruan X B， Zhang R R. A novel zero-voltage- switching PWM full-bridge converter［J］. IEEE Trans- actions on Power Electronics， 2008， 23（2）： 793-801.

［14］ 陈乾宏， 殷兰兰， 王健， 等. 二极管加电流互感器的钳位的移相全桥DC/DC变换器［J］. 中国电机工程学报， 2008， 28（15）： 23-31. Chen Qianhong， Yin Lanlan， Wang Jian， et al. Diodes with current transformer clamped phase-shifted full- bridge converter［J］. Proceedings of the CSEE， 2008， 28（15）： 23-31.

［15］ Waston R， Lee F C. Analysis， design and experimental results of a 1kW ZVS-FB-PWM employing magamp secondary-side control［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 1998， 45（5）： 806-814.

［16］ Park K B， Kim C E， Moon G W， et al. Voltage oscillation reduction technique for phase-shift full- bridge converter［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2007， 54（5）： 2779-2790.

［17］ Cho J G， Sabate J A， Lee F C. Novel full bridge zero-voltage-transition PWM DC-DC converter for high power applications［C］. Proceedings of the IEEE Applied Power Electronics Conference， 1994： 143-149.

［18］ Zhu L Z， Qu W L， Li F H. A novel soft-switching full-bridge PWM DC-DC converter with auxiliary resonant commutating network［C］. Proceedings of the International Telecommunications Energy Conference， 1996： 692-697.

［19］ 张欣， 陈武， 阮新波. 一种辅助电流可控的移相全桥零电压开关PWM变换器［J］. 电工技术学报， 2010， 25（3）： 81-88. Zhang Xin， Chen Wu， Ruan Xinbo. A novel ZVS PWM phase-shifted full bridge converter with controlled auxiliary circuit［J］. Transactions of China Electro- technical Society， 2010， 25（3）： 81-88.

［20］ Jain P K， Kang W， Soin H， et al. Analysis and design considerations of a load and line independent zero voltage switching full bridge DC-DC converter topology［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2002， 17（5）： 649-657.

［21］ Chen Z， Ji B， Ji F， et al. A novel ZVS full-bridge converter with auxiliary circuit［C］. Proceedings of the IEEE Applied Power Electronics Conference， 2010： 1448-1453.

［22］ Ayyanar R， Mohan N. Novel soft-switched DC-DC converter with full ZVS range and reduced filter requirement-partⅠ： Regulated-output applications［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2001， 16（2）： 184-192.

［23］ Ayyanar R， Mohan N. Novel soft-switched DC-DC converter with full ZVS range and reduced filter requirement-Part Ⅱ： Constant-input， variable-output applications［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2001， 16（2）： 193-200.

［24］ Jang Y， Jovanovic M M， Chang Y. A new ZVS-PWM full-bridge converter［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2003， 18（5）： 1122-1129.

［25］ Jang Y， Jovanovic M M. A new family of full-bridge ZVS converters［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2004， 19（3）： 701-708.

［26］ Borage M， Tiwari S， Kotaiah S. A Passive auxiliary circuit achieves zero-voltage-switching in full-bridge converter over entire conversion range［J］. IEEE Power Electronics Letters， 2005， 3（4）： 141-143.

［27］ Borage M， Tiwari S， Kotaiah S. A full-bridge DC-DC converter over the entire conversion range［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2008， 23（4）： 1743-1750.

［28］ Chen Z， Ji B， Ji F， et al. Analysis and design considerations of an improved ZVS full-bridge DC-DC converter［C］. Proceedings of the IEEE Applied Power Electronics Conference， 2010： 1471-1476.

［29］ Jang Y， Jovanovic M M. A new PWM ZVS full- bridge converter［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2007， 22（3）： 987-993.

［30］ 石磊， 朱忠尼， 鞠志忠， 等. 一种新型能量交换式移相全桥电路［J］. 中国电机工程学报， 2007， 28（12）： 112-118. Shi Lei， Zhu Zhongni， Ju Zhizhong， et al. A novel topology of energy exchanging pattern PS-FB circuit［J］. Proceedings of the CSEE， 2007， 28（12）： 112-118.

［31］ 陈仲， 张鑫， 季飚， 等. 一种基于变压器串联和新型辅助网络的ZVS移相全桥变换器［J］. 电工技术学报， 2009， 24（12）： 95-101. Chen Zhong， Zhang Xin， Ji Biao， et al. A Novel ZVS phase-shifted full-bridge converter with series- connection of transformer and auxiliary network［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2009， 24（12）： 95-101.

［32］ Chen Z， Shi L C， Ji F， et al. A ZVS PWM full-bridge converter with self-regulating auxiliary current［C］. Proceedings of the IEEE Energy Conversion Congress Exposition， 2012： 2193-2200.

［33］ 陈仲， 陈淼， 罗颖鹏， 等. 滞后臂并联辅助网络的新型ZVS全桥变换器［J］. 中国电机工程学报， 2011， 31（21）： 56-61. Chen Zhong， Chen Miao， Luo Yingpeng， et al. A novel ZVS full bridge converter with auxiliary circuit in parallel with the lagging leg［J］. Proceedings of the CSEE， 2011， 31（21）： 56-61.

［34］ Yang B J， Duarte J L， Li W H et al. Phase-shifted full bridge converter featuring ZVS over the full load range［C］. Proceedings of the 36th IEEE Annual conference of the Industrial Electronics Society， 2010： 644-649.

［35］ Chen Zhong， Liu Shasha， Shi Liangchen. A soft switching full bridge converter with reduced parasitic oscillation in a wide load range［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2014， 29（2）： 801-811.

陈 仲 男，1975年生，博士，副教授，研究方向为电力电子理论与技术。

李梦南 女，1990年生，硕士研究生，研究方向为软开关功率变换器。

Comparison Study on Auxiliary Network Techniques of Zero Voltage Switching Full Bridge Converter

Chen Zhong Li Mengnan Wang Yang
（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China）

The phase-shifted full-bridge zero voltage switching （ZVS） DC-DC converter is widely adopted in industry applications. But it has some shortcomings， such as narrow ZVS range， excessive duty cycle loss， severe parasitic oscillation， and large circulating loss and so on. Some improved methods were proposed to solve such shortcomings. In this paper， several auxiliary networks were classified hence the key performances of these topologies were analyzed and compared. Moreover， a new auxiliary network was proposed， combined with adaptive network and parallel passive auxiliary network. And then， the prototype of the proposed converter was built. Finally， the advantages and disadvantages of these auxiliary networks were summarized.

Zero voltage switching， full-bridge converter， topology comparison， auxiliary network

TM46

国家自然科学基金（51377078），江苏省“六大人才高峰”资助项目（2014-JNHB024）和台达环境与教育基金会《电力电子科教发展计划》（DREG2012002）项目资助。

2013-11-18 改稿日期 2013-12-19