单相多线圈中频变压器DC/DC控制方法研究

郑天奇，谢宝昌，b，蔡旭，b

(上海交通大学 a.电子信息与电气工程学院风力发电研究中心 b.海洋工程国家重点实验室，上海 200240)

0 引言

随着高压直流输电和分布式电能利用技术发展，多端直流电网是未来分布式输配电网的关键技术［1］。不同等级直流电网通过中频变压器隔离，采用DC/AC-中频变压器-AC/DC的拓扑结构，实现直流电网的互联，故障容错性好。对大功率DC/DC变换器的研究有很多，研究方向是谐振变换器，及变压器的拓扑结构［2］。本文从对变压器的拓扑结构和控制方法提出一些新的想法。

文献［3］提出了一种双有源半桥拓扑结构，与全桥结构相比精减了器件数目，还可以提高系统效率，控制方法也简单，但是电路结构需要两个电容串联，实际中会出现两个串联电容电压值不平衡的现象。

正弦波中频变压器需要采用多电平移相控制技术，多电平控制电路拓扑结构通常采用中性点二极管钳位或飞跨电容均压，以及H桥级联方式，这些拓扑结构和控制方法十分复杂，而且不同功率开关管的通断电流大小和时间长短都不均衡［3］，造成功率开关管和续流二极管的损耗发热不一样，容易造成有些器件热老化严重，影响系统可靠性。

本文提出一种单相多线圈中频变压器的双向高压DC/DC拓扑结构，这种结构可以有效地改善中频变压器绕组功率流的双向控制过程中电压和电流的时间变化率，自动实现对电容器电压的均衡，控制灵活，可有效地避免功率控制器件触发导通不同步引起的功率器件承受电压不可控问题，有效抑制直流电容充电电流和直流电源的电流纹波。利用Simulink仿真模型逐步分析得出最终的变压器控制方法，通过仿真实验验证了所提方法的有效性。

1 变压器拓扑结构

单相多线圈中频方波变压器的高压DC/DC拓扑结构是一种新型的变压器结构。变压器绕组每个线圈单独引线到控制器，控制器采用多级半桥控制单元串联结构，每个半桥控制单元由两条并联支路组成，两条支路的中间点分别连接变压器绕组的一个线圈。变压器同一绕组每组线圈的半桥控制单元顺极性串联起来，组成绕组控制拓扑，两组控制拓扑经滤波电感分隔后顺极性串联。这种结构可以有效地改善功率器件电压和电流应力，能实现高于变压器电压的直流母线电压变换。

变压器的绕组排列结构如图1所示，这种结构有别于传统的工频变压器壳式结构的绕组排列方式，主要是考虑到漏感对输入输出电压相位差的影响，可以通过调整高低压绕组的间距改变漏感的大小。两组高压绕组线圈夹在两组低压绕组线圈中间，相邻线圈之间用绝缘板隔开。

图2示出变压器半桥控制单元拓扑结构。图3示出单侧双向DC/DC控制拓扑结构。

图1 变压器绕组排列结构图

图2 单线圈控制半桥拓扑结构

图3 双向DC/DC控制拓扑结构

2 变压器二次侧控制的实现

2.1 二次侧线圈控制电路

图4为二次侧单线圈半桥控制单元的仿真电路，变压器线圈作为电源对外输出功率。将线圈感应电势(假设为正弦波)等效成电源，外加漏电感和电阻。为了测试输出电压和电容电压波形的变动，在外部连接二极管和直流电源作为负载。

电容电压较小时电路为不控整流状态，线圈电源Us在正负半波分别经二极管对上下两个电容C1和C2充电。待电容电压达到一定大小时，采用可控整流使两电容电压Uc1和Uc2之和快速达到外部负载直流电压。通过控制开关使电容充放电达到动态稳定状态并输出所需的功率。

图4 二次侧单线圈半桥控制电路图

2.2 控制策略

为提高二次侧输出电流的大小，以提升整体输出功率，采用如下控制方法:电容充电完毕后，当电源处于正半周Us＞0时，控制IGBT1导通，这时电源Us和电容C2串联，两者电压使线圈输出的电流增强;当电源处于负半周Us＜0时，控制IGBT2导通，这时电源Us和电容C1串联，两者电压使线圈输出的电流减小。

基于该控制策略的电源输出功率如图5所示。由图5可知每个周期内都存在变压器线圈吸收功率的时间。这是因为电容电压波动和线圈电流连续条件下存在不完全可控的整流模式，即电源输出的电流和电源电压方向相反。为此需要采用新的控制策略，使得线圈的电源电压和输出电流同相位。

要保证电源电压与电流同相位，采用电流滞环控制策略，如图6所示。

图6 电流滞环控制框图

根据所需输出功率，计算指令电流幅值，再结合电压波形确定指令电流。公式如下:

式中P为输出功率，u(t)、i(t)分别为电压和电流的瞬时值，U、I和Um、Im分别为其有效值和幅值。

滞环控制方法采用瞬时值比较的方式，具有电流跟踪精度高，动态响应快等优点［5］.电流的指令值与实际值之差作为滞环的输入，根据滞环控制的特性当误差绝对值超过滞环所设的阈值时改变IGBT的导通状态，否则保持原来IGBT的控制状态。

此控制方法也存在问题，如图7所示，在一个周期内，大部分时间电流可以完美跟踪，同时存在不能跟踪的时间区间，且这段时间内实际电流值与理想值相差较大。通过观察看出，这种状态发生在电源电压靠近峰值的时刻。这是因为电源电压大于当前的总电容电压。如电压在正半周时，实际的电流和理想电流差高于阈值，使IGBT2导通，希望减小电流，但此时Us＞Uc1，IGBT2不能导通，电流通过二极管续流继续增大。

为了改善这种控制方法所带来的缺陷，必须使电容电压大于电源电压峰值，进一步仿真结果如图8所示，获得比较理想的电流电压同相位控制效果。

这种控制方法可以有效地改善电源吸收功率的问题，提高系统的效率。电源发出功率和输出功率的波形如图9所示。

图7 不够完美的电流跟踪波形图

图8 比较理想的电流跟踪波形图

图9 滞环控制策略的功率波形图

3 变压器双侧控制的实现

3.1 控制方法

在单侧的输出线圈单元模块基础上，搭建较为完备的变压器双侧DC/DC控制系统。每一侧的功率开关管按顺序奇偶数编号。

输入侧各半桥控制单元的功率开关管奇数与偶数编号轮换导通，保持变压器输入侧线圈同名端电压极性相同，轮流将各半桥控制单元的两个电容电压加到变压器输入侧对应线圈，即形成方波电压输入线圈。这样变压器磁芯内部形成耦合磁场，并在变压器输出侧各线圈产生电压，再通过变压器输出侧各半桥控制单元的功率开关管奇数与偶数编号轮换导通，将变压器输出侧的线圈电压输出，并轮流对各半桥控制单元的两个电容器充电。概括来说，输入侧控制开关管产生方波输入线圈，输出侧按3.2中的控制策略对开关管控制。

当输入端与输出端的各串联电容器形成的总直流电压达到预期稳定状态后，根据输入端和输出端的总直流电压稳定要求进行功率控制。

3.2 仿真方法与结果

两侧各有两个线圈控制单元串联，与单个线圈仿真不同的是，线圈通过变压器同一磁芯耦合，类似多绕组变压器可以用相互耦合的多个线圈来示意表达［6］。通过仿真模块设定各绕组的电阻、自感和互感值。测量输入功率、输出功率，如图10所示。

图10 输入功率、输出功率波形

电容电压波动以及输入和输出侧线圈上的方波电压如图11所示。当电压稳定时，每个电容电压的波动约为0.6%，测出输入平均功率为4.241×105W，输出平均功率为4.175×105W。一次侧和二次侧的控制信号波形如图12所示。

图11 两侧线圈电压及电容电压波形

图12 一次侧和二次侧控制信号波形

在仿真过程中，输入功率可能会出现小于0的时刻，可以通过提高电容的初始电压值解决，串联后的电容初始电压要高于直流电源电压，用以保证电容电压在波动的情况下也不会超过电源电压。

4 结束语

本文提出了一种单相多线圈中频变压器级联DC/DC控制拓扑结构及方法，与传统控制方法相比，简单且能均衡不同开关管的导通电流大小和通断时间长短，功率开关器件能实现零电流导通，避免多电平控制器件因发热不均或触发不同步等引起的问题，直流母线各电容电压具有自主平衡功能，减少电流纹波。

［1］汤广福，罗湘，魏晓光，等.多端直流输电与直流电网技术［J］.中国电机工程学报，2013，33(10):8-17.

［2］RAHMAN M I，JOVCIC D，AHMED K H.Reactive current optmisation for high power dual active bridge DC/DC converter［C］//PowerTech(POWERTECH)，2013 IEEE Grenoble.IEEE，2013:1-6.

［3］HUI LI，FANG ZHENG PENG，J S LAWLER.A natural ZVS mediumpower bidirectional DC-DC converter with minimum number of devices［J］.IEEE Trans.on Industry Applications，2003，39(2):525-535.

［4］李永东，高跃，候轩，等.大容量多电平变换器PWM控制技术现状及进展［J］.电力电子技术，2005，39(5):2-6.

［5］顾和荣，杨子龙，邬伟扬，等.并网逆变器输出电流滞环跟踪控制技术研究［J］.中国电机工程学报，2006，26(9):108-112.

［6］张杰，罗隆福，AGGARWAL R K，et al.基于多线圈耦合的新型换流变压器仿真模型设计［J］.电工技术学报，2010，25(11):68-79.