高效非隔离单相并网MOSFET逆变器拓扑及控制策略

胡存刚　姚　培　张云雷，2　王群京郑常宝，2，3（.安徽大学电气工程与其自动化学院　合肥　230602.安徽大学安徽省工业节电与电能质量控制协同创新中心　合肥　230603.安徽大学教育部电能质量工程研究中心　合肥　23060）



高效非隔离单相并网MOSFET逆变器拓扑及控制策略

胡存刚1，2，3姚培1张云雷1，2王群京1，2，3郑常宝1，2，3
（1.安徽大学电气工程与其自动化学院合肥230601
2.安徽大学安徽省工业节电与电能质量控制协同创新中心合肥230601
3.安徽大学教育部电能质量工程研究中心合肥230601）

提出了一种采用金属-氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）为开关器件的高效非隔离单相并网逆变器拓扑及与该拓扑相对应的控制策略。该新型非隔离单相并网逆变器拓扑可以消除共模电压的高频脉动，有效地抑制漏电流。提出的调制方法改变了逆变器的续流电流路径，使得续流电流只经过MOSFET，不经过通态损耗较大的体二极管，因而减小器件的通态损耗和完全消除了二极管的反向恢复损耗，提高了并网逆变器的效率。并对该拓扑的闭环控制策略和损耗分析进行了研究。最后通过仿真和实验验证了该拓扑及控制策略的有效性。

非隔离光伏并网MOSFET逆变器共模电压损耗

0　引言

近年来，由于新能源产业的发展和世界各国政策的支持，光伏发电得到了快速的发展，而光伏逆变器作为光伏发电的核心设备，受到了广泛的关注。从微型逆变器到单相小功率逆变器再到三相中大功率逆变器，衍生出各种拓扑。拓扑结构的性能对整个发电系统的效率起到关键作用，而且大大影响整个系统的可靠性和生产成本。在保证低漏电流的基础上提高效率是研究新型并网逆变器拓扑的核心目标。带输出变压器的隔离型并网逆变器是最常见的结构，该变压器同时完成电压匹配以及隔离功能。由于变压器的隔离作用:一方面可以保护人身安全；另一方面保证系统不会向电网注入直流分量，有效地防止配电变压器的饱和。但是变压器增加了整个系统的体积、重量和成本。无变压器型光伏逆变器不仅成本较低、体积和重量较小，其效率可提高1% ～2%［1-3］，已经在分布式光伏发电系统中占据主流。但是，非隔离型并网逆变器因为无隔离变压器，存在漏电流问题［4］。漏电流本质为共模电流，寄生电容会与逆变器输出滤波元件以及电网阻抗组成共模谐振电路，逆变器的功率开关动作时会引起寄生电容上的电压即共模电压的变化，变化的共模电压能够激励这个谐振电路从而产生共模电流［5-7］。共模电流的出现，会增加系统的传导损耗，降低了电磁兼容性并产生安全问题。而且，对地共模电流太大还会造成交流滤波器的饱和，降低滤波效果。为保证安全，VDE 0126—1—1标准对并网系统共模电流做出严格规定［8］。为抑制非隔离型并网逆变器的共模电流，应尽量使共模电压变化减小。

传统的四开关管桥式逆变器在单极性调制方式下不能抑制漏电流。在双极性调制方式下，虽然能够有效地抑制漏电流，但是所有的开关器件都工作在高频状态下，增加了开关损耗，而且双极性调制时其逆变输出的纹波电流幅值较大［9］。为了提高并网逆变器的效率、可靠性和供电质量等性能，各类拓扑结构被相继提出并被广泛应用［8-17］，通过改变全桥拓扑的结构，形成了新的逆变器拓扑结构。文献［8］提出了一种带二极管的单相光伏并网逆变器拓扑，如图1所示。该拓扑因简单被广泛采用，具有如下优点:①与普通的双极性PWM控制的全桥逆变电路相比，输出感抗减少50%；②不需要在PWM控制信号中加入死区时间，输出电流畸变很小；③能够有效地抑制漏电流；④二极管采用快恢复型二极管，大幅降低了二极管反向恢复损耗。但是该拓扑在续流阶段电流需要流经二极管VD1和VD2，通态损耗仍较大，尤其是在大电流的情况下，不利于系统效率的提高［8］。

图1　带二极管的单相光伏并网逆变器拓扑Fig.1　PV single-phase grid-connected inverter topology with diodes

本文提出了一种采用MOSFET为开关器件的高效非隔离单相并网逆变器拓扑，对比已有的拓扑结构，减少了二极管VD1和VD2，且具有很好的共模电流抑制能力。此外，提出了一种与该拓扑相适应的调制方法，利用MOSFET的双向导通特性，使续流电流只流经MOSFET，不经过通态损耗较大的体二极管。因此，新型拓扑在减少器件数量和提高共模电流抑制能力的基础上有效地提高逆变器的效率。

1　新型拓扑结构及工作原理分析

1.1电路结构

提出的新型单相光伏并网逆变器拓扑如图2所示，图2中PV为光伏电池板，L0为直流侧电感，VD0为二极管，Cdc为直流母线电容，CPV为直流侧寄生电容。S0～S6为开关管，L1、L2为网侧滤波电感，C0为网侧滤波电容，AC为电网。

图2　新型单相光伏并网逆变器拓扑Fig.2　Novel PV single-phase grid-connected inverter topology

新型并网逆变器拓扑主要由DC-DC变换和DC-AC逆变两部分组成。其中L0、S0、VD0构成Boost电路，通过控制S0的开通和关断对光伏侧电压进行升压变换。DC-AC部分通过控制S1～S6的开通关断，将直流逆变成交流。与图1传统的拓扑对比，可见提出的新拓扑DC-AC逆变部分减少了两个二极管VD1和VD2。

该并网逆变器的共模电压Ucm和共模电流Icm可以表示为

由式（1）和式（2）可知，要想消除共模电流，共模电压必须为一恒值。

1.2调制方法

图2并网逆变器拓扑的DC-DC部分Boost电路就不再赘述，下面对新的DC-AC逆变电路工作原理进行研究。由于电路结构的改进，其工作原理和电流路径都不相同，因此论文提出了与新拓扑相对应的调制方法。S1～S6的驱动逻辑如图3所示，G1～G6为S1～S6对应的驱动信号。下面对各种工作状态进行分析。

图3　S1～S6的驱动逻辑Fig.3　The drive logic of S1～S6

在图3所示的调制方法下，该新型拓扑DC-AC逆变部分有四种工作模态，新型拓扑的工作模态如图4所示。

图4　新型拓扑的工作模态Fig.4　Working modes of the novel topology

交流侧电压正半周电路处于工作模态Ⅰ、工作模态Ⅱ，交流侧电压负半周电路处于工作模态Ⅲ、工作模态Ⅳ。交流侧电压正半周时，开关管S5一直导通，S2、S3关断，以相同驱动信号驱动S1、S4和S6高频开关，S1、S4开关信号与S6开关信号互补（忽略死区）。交流侧电压负半周时，开关管S6一直导通，S1、S4关断，以相同信号驱动S2、S3和S5高频开关，S2、S3开关信号与S5开关信号互补（忽略死区）。四种工作模态具体的工作原理论述如下:

（1）工作模态Ⅰ:S1、S4、S5导通，S2、S3、S6关断，并网电流经S1、S5、滤波电感L1、电网、滤波电感L2、S4构成回路向电网供电，如图4a所示。桥臂输出电压为

（2）工作模态Ⅱ:S5、S6导通，S1～S4关断，并网电流经过S5、滤波电感L1、电网、滤波电感L2、S6构成续流回路，此时电网与直流侧脱离，如图4b所示。桥臂输出电压为

（3）工作模态Ⅲ:S2、S6、S3导通，S1、S5、S4关断。输入电流经过S2、S6、滤波电感L2、电网、滤波电感L1、S3构成回路向电网侧供电，如图4c所示。桥臂输出电压为

（4）工作模态Ⅳ:S5、S6导通，S1～S4关断，电流经过S5、S6、滤波电感L2、电网、滤波电感L1构成续流回路，此时电网与直流侧脱离，如图4d所示。桥臂输出电压为

下面对四种工作模式下的共模电压进行分析。

（1）工作模态Ⅰ:由于S1、S5导通，桥臂输出A点对直流母线负端N的电压

S4导通时，桥臂输出B点对直流母线负端N的电压

得

（2）工作模态Ⅱ:S1、S3关断，此时利用关断的S1、S3开关管结电容实现均压，桥臂输出A点对直流母线负端N的电压

同理，S2、S4关断，此时利用关断的 S2、S4开关管结电容实现均压，桥臂输出B点对直流母线负端N的电压

得

（3）工作模态Ⅲ:交流侧电压负半周的分析与正半周类似，S3导通，桥臂输出A点对直流母线负端N的电压

S2、S6导通，桥臂输出B点对直流母线负端N的电压

可得

（4）工作模态Ⅳ:S1、S3关断，此时利用关断的S1、S3开关管结电容实现均压，桥臂输出A点对直流母线负端N的电压

同理，S2、S4关断，此时利用关断的 S2、S4开关管结电容实现均压，桥臂输出B点对直流母线负端N的电压

可得

由上述分析可得:在所有工作模式下共模电压都为0.5UDC，保持恒定，根据式（2）可得共模电流Icm= 0。满足抑制共模电流的设计原则。

2　设计考虑的因素

2.1MOSFET的选取

提出的新拓扑和调制方法都是基于选择合适的器件参数进行的。下面对MOSFET的选取条件进行分析。

由MOSFET的工作原理可知，常见的MOSFET器件输出特性如图5中的实线部分所示。图中，VDS为MOSFET的漏-源电压，VGSi为MOSFET的栅-源电压，ID为MOSFET的漏极电流。因为反并联二极管的存在，其反向输出特性由两部分构成。当VDS小于二极管正向导通压降VFD时，其输出特性由MOSFET决定；当VDS＞VFD时，器件的输出特性由反并联二极管的输出特性决定。因此，对于本文所提出的拓扑，在选用MOSFET时，需要保证其工作点在实线和ID轴所包夹的区域内，这样才能保证续流电流通过MOSFET形成回路。例如，本文所使用的2 kW逆变器，其流经MOSFET的电流的最大值为 13 A，选择常用的 IPW60R041C6型MOSFET，其沟道电阻为0.03 Ω，MOSFET导通压降最大为0.39 V，小于其体二极管导通压降0.8 V，所以续流电流只经过MOSFET而不经过体二极管。因此选择合适的器件参数，电路拓扑优势是成立的。

图5　MOSFET器件输出特性Fig.5　Out characteristics of MOSFET

2.2闭环控制策略

图6　新型拓扑的控制框图Fig.6　Control block of proposed topology

3　损耗分析

为了验证本文提出的逆变器拓扑能有效地降低损耗。下面给出了各损耗的计算方法［20］。

1）开关管通态损耗

设逆变器第i次的开关周期为T（i），占空比为d（i），则开关管第i次导通时间为d（i）T（i），二极管续流时间为（1-d（i））T（i）。稳态时，一个开关管的通态损耗为

式中，T为开关周期；NS为一个开关周期内开关次数；is（i）为第i次开关周期的开关管电流；RDS（on）（i）为MOSFET开关管的通态电阻。

2）开关管开通和关断损耗

一个开关周期内，开关管的关断损耗为

式中，UDC（i）为开关管第i次关断前输入母线电压；iL（i）为开关管第i次关断前的电感电流；tf（i）为开关管第i次关断的下降时间；tfr（i）和UFR（i）分别为二极管第i次开通的上升时间和正向峰值电压。

一个开关周期内，开关管开通损耗为

式中，iL on（i）为开关管第 i次开通时的电感电流；tr（i）为开关管第 i次开通过程的上升时间；trr（i）和IRM（i）分别为二极管第i次关断过程的反向恢复时间和反向恢复峰值电流。

3）二极管通态损耗

稳态时，一个开关周期，二极管的通态损耗为

式中，iVD（i）为第 i次开关周期内的二极管电流；UF（i）为二极管的通态压降。

4）二极管的开通和关断损耗

一个开关周期内，二极管关断损耗为

一个开关周期内，二极管的开通损耗为

5）磁损耗

磁滞损耗的计算过程为

式中，B为磁通密度；H为磁场强度；whys（i）为第i次开关过程的磁滞损耗。

图7　不同开关频率下三种逆变器的损耗Fig.7　Three kinds of inverter loss in different switching frequencies

当MOSFET选用常用的IPW60R041C6，二极管选用常用的DSEI60—06A时。在2 kW额定功率下，三种开关频率下，以四开关管桥式逆变器、图1所示带有专门的快恢复型二极管的传统型逆变器以及提出的新型并网逆变器三种不同拓扑作为损耗计算模型，根据数据手册使用数学软件计算得出不同开关频率下三种逆变器的损耗如图7所示。图8给出了在20 kHz开关频率，不同输出功率下三种逆变器的损耗。其中PON是通态损耗，PSW是MOSFET开关损耗，PM是磁损耗，PR是反向恢复损耗，PALL是总损耗。由图7和图8可见，在不同开关频率和不同输出功率等级下，四开关管桥式逆变器由于反向恢复损耗很大，导致总损耗很高。而图1所示的传统逆变器，总损耗较四开关管桥式逆变器有较大的降低，其原因为在续流回路中通过专门的快恢复二极管使反向恢复损耗大幅降低了，但因为增加了两个二极管和两个MOSFET导致其通态损耗较大。相较于传统拓扑，本文提出的新型拓扑结构在新的调制策略下虽然MOSFET的开关损耗增加了，但是由于无体二极管的反向恢复损耗，且续流路径不经过通态损耗较大的体二极管，所以总损耗反而减小了，且这种优势在重载情况下会更加明显。综上所述，新型拓扑能有效地减小系统损耗。

图8　不同输出功率下三种逆变器的损耗Fig.8　Three kinds of inverter loss in different output power

4　仿真和实验验证

4.1仿真验证

为了验证本文提出的新型拓扑的抑制共模电流能力，在Matlab/Simulink平台上搭建了仿真模型，并对其进行了仿真研究，仿真的具体参数为直流侧母线电压400 V，直流侧电容3 760 μF，输出滤波电感1 mH，输出滤波电容4.7 μF，开关频率20 kHz。

图9为新型单相非隔离光伏并网逆变器拓扑的仿真波形。可见，图9a中S1和S4驱动信号相同，S2和S3驱动信号相同，二者相位相差半个周期。S5的驱动信号由S2和S3的驱动信号取反得到，S6的驱动信号由S1和S4的驱动信号取反得到，S5与S6驱动信号相位也相差半个周期。图9b中给出了桥臂输出端（A、B）对直流母线负端N的电压波形。图9c给出了共模电压和共模电流的波形，根据式（1）、式（2）验证该拓扑抑制漏电流的特性。逆变器输出并网电压电流仿真波形如图10所示。

图10　并网电压电流仿真波形Fig.10　Simulation waveforms of grid-connected voltage and current

4.2实验

为了验证本文提出的新型拓扑的工作原理和特性，实验室在课题支撑下研制了一台2 kW的光伏并网逆变器样机，新型拓扑实验参数见表1。

表1　新型拓扑实验参数Tab.1　Experimental Specifications of proposed topology

系统采用TMS320F28335作为核心控制芯片。光伏组件根据Trinasolar公司的Honey组件参数，采用Chroma—62150H光伏模拟器进行模拟，经Boost电路升压输出400 V直流电压，新型拓扑实验平台如图11所示。

图11　新型拓扑实验平台Fig.11　Experimental platform of proposed topology

开关管驱动电压以及2倍共模电压实验波形如图12所示，图12a和图12b为S1～S6的驱动电压波形，波形与仿真结果一致。图12c为本文所述新型拓扑桥臂输出端A、B对直流母线负端N的电压UAN、UBN及2倍共模电压2Ucm的实验波形，可见Ucm基本上趋于常量，所以本拓扑的抑制共模电流能力很好，满足设计原则。

图12　开关管驱动电压以及2倍共模电压实验波形Fig.12　Experimental waveforms of switching device drive voltage and double common-mode voltage

图13分别给出了不同功率等级情况下电网侧电压和电流实验波形，从图13中可以看出本拓扑不同功率等级下输出电压电流波形较好，满足并网要求，且在功率切换状态下，逆变器仍能稳定工作。

图13　不同功率等级情况下电网侧电压与电流实验波形Fig.13　Experimental waveforms of grid voltage and current in different power

为了验证提出拓扑的效率，购置了一台某知名厂家的2 kW非隔离型光伏并网逆变器进行了对比实验，经测试开关频率为16 kHz，该逆变器采用图1的拓扑结构。采用本实验室的Chroma并网光伏系统测试平台（包括光伏模拟器、交流电网模拟器和交直流电子负载等）进行了全功率范围测试。测试得出的该逆变器和本文提出的新型拓扑在不同功率等级下两种拓扑的效率曲线如图14所示。

图14　两种拓扑的效率曲线Fig.14　Efficiency curves of two typologies

在低功率输入时本文拓扑效率稍高于传统的6个开关管逆变器，随着输入功率的加大新型拓扑的高效率优势会更加明显，输入2 kW条件下传统6个开关管逆变器整机满载效率达到96.8%。而本文所提出的新型拓扑效率达到97.6%，可见本拓扑在削减器件成本的基础上，增加了系统效率。

5　结论

本文提出了一种基于MOSFET的新型非隔离单相并网逆变器拓扑。这种新型拓扑可以消除共模电压的高频脉动，有效地抑制漏电流。同时，本文提出了与该拓扑相适应的调制方法，改变了续流电流路径，选择参数合适的开关器件使得续流电流只经过MOSFET，不经过通态损耗较大的体二极管，减小通态损耗，完全消除了二极管的反向恢复损耗，有利于提高效率。仿真和实验结果都验证了该拓扑及其调制策略在原理上的正确性。实验结果充分说明该拓扑具有低漏电流，高效率的优点，较之前提出的拓扑有诸多优点。在各个功率等级下并网运行，都可以得到良好的波形，功率切换时系统工作稳定，充分验证了本拓扑的可靠性、稳定性和高效性。且随着电力电子器件的快速发展，MOSFET的沟道导通电阻大幅下降，该拓扑优势将更加明显，因此本文提出的新型拓扑结构具有广泛的应用前景。

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胡存刚男，1978年生，博士，副教授，硕士生导师，研究方向为多电平变换器、新能源发电和微电网。

E-mal:hucungang@163.com（通信作者）

姚培男，1990年生，硕士研究生，研究方向为并网逆变器。

E-mail:1049543605@qq.com

Topology and Control Strategy for High-Efficient Non-Isolated Single-Phase Grid-Connected MOSFET Inverter

Hu Cungang1，2，3Yao Pei1Zhang Yunlei1，2Wang Qunjing1，2，3Zheng Changbao1，2，3
（1.College of Electrical Engineering and AutomationAnhui UniversityHefei230601China
2.Anhui Provincial Collaborative Innovation Center for Industrial Energy Saving and Power Quality Control Anhui UniversityHefei230601China
3.Research Center for Power Quality Engineering of the Ministry of EducationAnhui University Hefei230601China）

A high-efficiency non-isolated single-phase grid-connected inverter topology using metal oxide semiconductor field effect transistor（MOSFET）as the switch and the corresponding control strategy are presented in this paper.This topology can eliminate the high frequency fluctuation of the common mode voltage，and thus effectively restrain the leakage current.A novel current freewheel path is investigated，which is only through the MOSFET instead of the body diode with high on-state loss.The conduction losses of the whole devices are then reduced，and the reverse recovery losses of the diodes are completely eliminated.Therefore，the efficiency of the grid-connected inverter is improved.In addition，the losses analysis and the closed-loop control strategy are described.The simulation and experimental results are provided to verify the effectiveness of the proposed topology and control strategy.

Non-isolated，photovoltaic grid-connected，MOSFET inverter，common-mode voltage，losses

TM464；TM615

国家自然科学基金（51307002）和安徽省高校自然科学研究重大项目（KJ2016SD02）资助。

2015-10-22改稿日期 2016-04-26