一种高精度低温漂带隙基准电路的设计与实现

刘晓轩，张玉明，季轻舟，曹天骄

(1. 西安电子科技大学 宽禁带半导体技术国防重点学科实验室, 陕西 西安 710071；2. 西安微电子技术研究所，陕西 西安 710065)

带隙基准因高电源抑制、低温漂等良好的性能而广泛应用于模拟集成电路之中。文中设计的带隙基准在电路结构上采用一阶温度补偿模型，在此基础上添加了分温度段开启工作的补偿电路[1]，利用比例电阻的形式减少电阻漂移导致基准电压失准。整体电路采用负反馈稳定基准电压，避免采用运放结构而引入失调电压[2]。整体电路相对容易实现、构造简单和更利于集成。经仿真及流片的结果验证，该分段温度补偿电路在保证电源抑制比的前提下，提升了基准输出电压的温度特性。在-55℃～125℃的范围内，温度系数最优可达到1.7×10-6/℃。

1 带隙基准原理及分段温度补偿原理

典型带隙基准利用相反温度特性的基极发射极电压(Base and Emit voltage, BE)VBE与ΔVBE相叠加。正向偏置VBE具有负温度系数，其值约为-2 mV/℃。VBE的表达式[3]为

(1)

图1 分段温度补偿原理

其中，Vg0是二极管电压在绝对温度为0°状况下的值，m是与制作工艺相关的温度常量，K是玻尔兹曼常量，q是电子电荷量，T0是参考温度[4]，系数ɑ与三极管集电极电流有关。

根据带隙基准电压随温度变化的特性，文中提出了一种分段温度曲率补偿结构，原理如图1所示。在基准电压下降区间引入额外的补偿电压V1和V2，进行微小的电压补偿[5]，并且在不同温度区间使用不同大小的补偿电压以改善基准电压的温度特性。当TT2时，V1和V2同时作用而引入更大的补偿电压修正基准电压。

2 电路设计及实现

文中设计的带隙基准如图2所示，包括启动电路、偏置电路、带隙基准电路及温度补偿电路[6-10]。

2.1 启动电路

带隙基准电路存在两个简并点，即零点和正常工作点。设计启动电路就是防止电路工作在稳定零点上。启动电路由电阻R1、R2与晶体管Q1、Q2、Q3、Q6组成，其中R1、R2、Q1、Q2、Q3使偏置电路脱离零点，Q6使反馈回路脱离零点。

图2 分段温度补偿带隙基准

电路上电之后，Q1支路导通，使得Q2基极到地有两个VBE的电压值，电流通过Qlp1、Q2进入Q4支路，偏置电路导通，通过Q3向基准各个支路提供电流，基准核心正常工作后，Q2发射极电压被抬高，Q2关闭。

另外，在启动电路中加入晶体管Q6，由Q2发射极电压驱动，使得上电过程中共射管Q5快速打开，反馈环路可以立即工作，快速建立基准电平。当反馈环路脱离零点时，Q5基极电压被抬高，Q6关闭。

2.2 偏置电路

电流源偏置电路是为了给带隙基准核心及反馈回路提供偏置电流，如图2所示，由晶体管Qlp1、Qlp2、Q3、Q4和电阻R3、R4共同组成，其中R3、R4、Q3、Q4构成双极型峰值电流源。其中Q3发射极面积为Q4的m倍，在忽略基极电流的前提下，可得

(2)

其中，I3为Q3支路静态电流，Ic4为Q4支路集电极电流。Q4支路上接基准电平，Q4集电极电压与基准电压有180°相位差，所以在电流源部分形成了负反馈回路，提高了稳定性。

Qlp1、Qlp2组成电流镜，Qlp2将Ic3扩大n倍后供给各个支路。

2.3 带隙基准核心

带隙基准部分中，Q8、Q9和R7形成与绝对温度成正比(Proportional To Absolute Temperature, PTAT)电流，即

(3)

其中，n为Q9与Q8发射极发射面积的比值。一阶带隙基准电压Vref表示为

Vref=VBE10+IPTAT(R5+R6+R7+R8) 。

(4)

通过调节电阻值能够得到具有近似零温度系数的基准电压，另外，式(4)中的各项均由PTAT电流控制，实现了高精度基准的输出，很好地抑制了电源噪声。

2.4 温度补偿电路

温度补偿电路由晶体管Q11、Q12、Q13和电阻R5、R11、R12、R13、R14共同组成，文中设计了Q12和Q13两条补偿支路。

结合式(4)，输出基准电压通过调整R6的值来改变T0点，并且结合仿真工具进行R6值的扫描，寻找到在测量区间内最为平滑的一条带隙基准基准曲线。不选用单调递减递增曲线是因为补偿方法的特殊性：

(1) 补偿原理的本质是通过设置检测温度点，引入新的电流来修正基准电压过T0的下降趋势的。

(2)VBE(on)(T)由工艺决定，所以Q11开启温度存在一个极小值，当Vref-VBE(on)≥VBE(on)时，Q11开始工作，所以在温度点T1之前，基准曲线的变化量要尽可能地小。

在低温区域Q11射极电压是基准电压减去一个结的电压，这个电压不足以驱动低温下的Q12和Q13，Q12和Q13不开启，R5两端电压的变化可忽略，结合式(10)，此时的输出电压为Vref。

当T1

(5)

其中，第2项对VBE10各个分量进行微小的修正，在补偿温度点之后对温度系数进行了系数为R5/R13的修正，通过调节R13大小可以控制补偿电流的大小。

当温度继续升高，VBE10的温度系数继续减小，Q12支路不足够继续补偿基准电压时，基准曲线会再次减小。文中设置了温度点T2，再次对基准电压进行补偿。

由于Q13的开启温度点需根据实际情况来调整准确开启点。文中采用了比例电阻来控制Q13的开启温度，假设基准电压恒定为1.2 V，可推导得

(6)

已知晶体管在大信号条件下具有相同的导通电压，所以式(6)化简为

(7)

当等号式(7)成立时，第2路温度补偿电路到达临界开启时刻，此时温度即为第2路温度监测点T2，可以通过改变R11与R12的比值来选取不同的监测点。

当温度升至T2时，VBE(T2)

(8)

图3 双支路补偿基准电压曲线

式(8)在式(5)的基础上，新引入了一项作为基准曲线的高温补偿，相比于第1项，由于比例电阻的存在，第2项数值更小，并且仅在高温范围对失调项再次进行补偿。通过调节R14的大小可以调节补偿电流的大小，补偿后的基准曲线如图3所示。

利用小波变换处理同步交流发电机三相输出电压信号，计算获取分解信号能量值，将其与旋转整流器已有故障模式的特征参数进行比对，从而判断旋转整流器有无故障，并进一步判断故障类型。通过仿真实验，表明基于小波变换的旋转整流器故障诊断方法可有效地诊断旋转整流器故障。另外，可进一步对故障二极管定位问题进行深入研究和探讨。

在式(5)～(8)中,所有温度补偿项系数均为电阻比值的形式。因此，从设计上消除了电阻温漂带来的影响，提高了电路精度。

修正后基准公式可表示为

(9)

Qlp4、Qlp3和Q5构成反馈回路，以提升基准电路的稳定性和电源抑制性能。

3 仿真与实测结果分析

基于西岳电子3μm-18V双极工艺，利用cadence软件对上述带隙基准结构进行电路设计及版图设计，版图(如图4所示)上端接触引脚为修调电阻R6的烧调端口。

图4 带隙基准电路版图

根据式(10)，设计中消除了电阻漂移量，所以在版图设计上，对这些电阻进行匹配设计，采用共质心思想，最大限度地消除电阻失配带来的误差。

基于西岳电子3μm-18V双极工艺仿真库，电源电压为3.3V，温度扫描范围为-55℃～125℃，对加入补偿前后的带隙基准电路进行全综合温度电压仿真验证，基准电压如图5所示。

观察图5可以看出，电路加入补偿结构后的温漂系数由36.67×10-6/℃降低至1.7×10-6/℃，全测量温度范围内ΔVmax=456μV。当温度小于11.1℃时，补偿电路对基准电压不进行补偿；当温度介于11.1℃与98.5℃之间时，只有Q12正常工作；当温度大于98.5℃时，Q12与Q13同时工作，对基准电压进行补偿。

图5 修正前后基准变化曲线

图6 基准源随电源变化曲线

在3.3～5.5 V的变化范围内，输出电压变化仅为73.04 μV，即基准在ΔV=2.2 V的电源变化范围内，电源抑制特性仅为0.03 mV/V。

图7为不同工艺角下基准电压随温度变化的曲线。通过计算可知，在不同工艺角下，Vref的温度系数为1.7×10-6/℃～6.0×10-6/℃。

基准由西岳公司流片后，给出了基准的测试报告，采用金属表面贴装，基准部分面积为400 μm×325 μm。

表1为基准源3支电路实测结果，图8为实测基准源与温度的变化曲线。

表1 基准源实测结果

图7 不同工艺角下基准仿真曲线

图8 实测3支电路的基准曲线

经芯片实测与仿真结果比对，3支电路温度系数分别为4.25×10-6/℃、2.32×10-6/℃和2.68×10-6/℃，与仿真结果相吻合。微小的差异主要来源于工艺，由于电路中采用了大量的基区注入电阻，工艺的漂移导致实测曲线有不同程度的变化趋势，结合式(10)，由于设计中存在一个电阻R5，这个电阻的阻值影响着基准曲线的起止电压，出于对精度的考虑，R5在数值上只有1个方块电阻，所以这个电阻的漂移并不会过大地影响基准电压的变化。工艺的漂移也会导致VBE(on)的变化，这也是3支芯片在高温下有着不同表现的原因，主要是晶体管开启点的变化导致补偿电路对基准核心进行了超量或欠量的补偿。

表2 基准源性能比较

表2给出了文中设计基准源电路与参考文献基准电压源的参数比较结果，在文献[3]的温度范围，文中设计的温度系数仅为0.7×10-6/℃～1.2×10-6/℃。对比结果表明，文中基准电压源性能较好。

4 结束语

文中设计了一种采用分段温度补偿方式的全双极带隙基准电路，在温度跨度(ΔT=180℃)范围内温漂系数仅有1.7×10-6/℃～6.0×10-6/℃，且具有良好的电源抑制特性和较高的精度。该设计是易于实现高性能的带隙基准，可广泛应用于各种电源管理电路及高精度集成电路中。