一种基于直接电流控制的单相PWM整流器

刘翔宇，王荣杰，周海峰

(集美大学轮机工程学院，福建 厦门 361021)

0 引言

在现代工业中，交/直流电能变换已经应用于许多场合。单相脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)整流器与传统不可控或相控整流器相比具有交流侧电流正弦化，可运行于单位功率因数，直流电压恒定可调等诸多优点。PWM整流器的控制策略可分为间接电流控制[1-4]和直接电流控制[5-7]。直接电流控制由于结构简单，能够有效抑制电流谐波，且动态效应快，而获得广泛应用。直接电流控制包括滞环电流控制[8]、直接功率控制[9]、空间矢量控制[10]、瞬态电流控制[11-13]。滞环电流控制结构简单，控制方法容易实现，且电流响应快，但其开关频率不固定，会产生分布较广的谐波。直接功率控制具有高功率因数、总谐波失真(total harmonic distortion，THD)低、算法及结构简单的特点，但其对采样频率要求较高，有功无功设计容易受到交流侧电压畸变影响。空间矢量控制开关频率固定，利于与PWM策略结合，从而改善波形质量，但其需要复杂的坐标变换，参数整定较繁琐。瞬态电流PI控制可以固定开关频率，但由于其电流内环使用PI控制，存在电流稳态误差。本文对单相电压型PWM整流器直接电流控制进行研究，在传统双闭环PI控制中加入交流侧电压前馈环节，利用交流侧电压前馈和交流侧电流相位跟踪，建立了电压外环和电流内环双闭环控制系统。

1 单相PWM整流器

单相电压型PWM整流器拓扑结构如图1所示，其中：Us是电网电压；is是PWM整流器从电网吸收的电流；S1～S4为全控型功率开关管；a,b为两个电压节点；电阻R为交流侧等效电阻；电阻RL为交流侧负载；电感Ls为交流侧电感，具有储能和抑制交流电流高次谐波的作用；直流侧电容C用来减小输出电压纹波，控制直流侧电压稳定。

为了便于分析，假设交流侧电感为理想电感无滞回特征，且不饱和，将图1电路理想化，进而得到理想条件下的单相PWM整流器，如图2所示。

则交流侧电压Uab与开关函数的关系为Uab=(Sa-Sb)Udc。

由文献[14]知，单相PWM整流器主电路方程：

(1)

式(1)阐述了交流侧电流和直流侧电压的关系，由此可知通过恰当的控制策略来控制开关管的开通与关断，便可控制交流侧输入电流和直流侧输出电压，使得交流侧电流正弦化，直流侧输出电压稳定，以得到期望目标。

2 单相PWM整流器控制策略

本文单相PWM整流器采用了电压外环、电流内环双闭环控制，将交流侧电压Us前馈，为了实现交流侧电流正弦化，虚构了一个与交流侧电压相差90°的电压,通过锁相环技术实现交流电压相位跟踪。该控制策略结构简单，具有良好的电流与电压跟踪性能，且动态响应快。单相PWM整流电路控制框图如图3所示。

2.1 PWM整流器控制器电流内环设计

图4中PI控制传递函数为：

PI(s)=Kp+Ki/s=Kp(τ1s+1)/τ1s。

(2)

其中：Kp为电流内环比例系数；Ki为电流内环积分系数；τ1=KP/Ki为电流内环积分时间常数。

由式(2)知，PI控制有两种结构，为了便于参数调节，本文采用后一种结构。

为了让电流内环获得较快的电流跟随性能，按Ⅰ型系统设计电流控制器。只需PI控制器零点抵消被控对象传递函数极点即可，即τ1=Ls/R。校正后，电流内环闭环传递函数为：

Wci(s)=KP/(TsLss2+Lss+KP)。

(3)

其中：Ts为电流内环采样时间。

根据Ⅰ型系统参数整定得：

(4)

当开关频率足够高时，式(3)可忽略高次项，可简化为:

Wci(s)=1/(s(Ls/KP)+1)=1/(Tis+1)。

(5)

其中：Ti=Ls/KP。由式(5)可知，电流内环可近似等效为一阶惯性环节，比例系数Kp越大，电流内环的动态响应就越好。

2.2 PWM整流器控制器电压外环设计

单相PWM整流器电压外环需要让直流侧电压稳定输出，并具有较好的抗扰动能力。电压外环控制框图如图5所示。

图5中电压外环PI传递函数为：

PI(s)=Kpv+(Kiv/s)=Kpv[(τ2s+1)/τ2s]。

(6)

其中：Kpv为电压外环比例系数；Kiv为电压外环积分系数；τ2=Kpv/Kiv为电压外环积分时间常数。

假设PWM整流器在理想状态下运行，且忽略电阻RL损耗，则is到Udc传递函数Wo(s)为：Wo(s)=Us/UdcCs。其中：Us为交流侧输入电压；C为直流侧电容。

电压外环开环传递函数为：

Go(s)=KpvUs(τ2s+1)/[τ2UdcCs2(Tvs+1)]=K(τ2s+1)/[s2(τ2s+1)]。

其中：Tv为电压外环采样时间；

K=KpvUs/τ2UdcC。

(7)

则电压外环闭环传递函数GCI(s)为：

GCI(s)=GO(s)/(1+GO(s))=(Kτ2s+K)/(Tvs3+s2+Kτ2s+K)。

(8)

2.3 PLL控制系统两相电压设计

因为单相PWM整流电路交流侧的电压与电流是标量，无法进行坐标变换形成旋转电压与电流矢量，从而对系统电流进行快速精准控制，因此，需要虚构一个与电网电压相差90°的电压，两者通过旋转变换得到同步旋转坐标系中的d,q分量，之后通过锁相环闭环系统即可实现锁相[15]。

本文使用积化和差的方法构造电网电压相差90°的电压。假设原电网电压为usα=Usαsin(ω1t+φ1)，虚构电压为u1=cos(ω2t+φ2)，则有usαu1=Usαsin(ω1t+φ1)cos(ω2t+φ2)。

利用三角函数积化和差公式得：

usαu1=sin[(ω1-ω2)t+(φ1-φ2)]/2+sin[(ω1+ω2)t+(φ1+φ2)]。

(9)

使用低通滤波提取式(9)低频分量：u2=0.5sin[(ω1-ω2)t+(φ1-φ2)]。对u2进行PI调节，使ω1=ω2，φ1=φ2，之后经过积分取余弦即可得到与电网频率相同，相位相差90°的电压。虚拟电压构造框图如图6所示。

将原电网电压与虚构电压相乘之后，通过低通滤波得到U2，再经过PI调节使其输出为零，最后进行积分，取余弦即可得到与电网电压频率相同，相位相差90°的另一相电压Usβ。将两相电压送入锁相环即可实现精准锁相。

3 仿真实验分析

为了验证上述控制方法的可行性，利用Matlab/Simulink仿真软件，构建单相PWM整流器模型，如图7所示。

根据系统参数对图7进行仿真，仿真结果如图8～图11所示。

4 结论

以单相电压型PWM整流器为研究对象，以减少系统调节时间、降低交流侧电流谐波、保持直流侧电压稳定为研究目标，提出了基于直接电流控制的双闭环控制系统。仿真结果表明，在PI双闭环控制的电流内环中加入网侧前馈电压，并与单同步坐标锁相环相结合，使得单相电压型PWM整流器的直流侧电压响应快速、超调量小、且能稳定输出；交流侧电流为正弦波，并与电网电压同相。