基于阻抗调节的交流输电线路特种取能电源研究

张鹏宇, 孟润泉

(太原理工大学电力系统运行与控制山西省重点实验室, 太原 030024)

随着智能电网的大力建设，越来越多的由各种传感器组成的在线监测设备应用于交流输电线路中，数量庞大的传感器是构成泛在电力物联网感知层的基础，然而供电问题是制约其发展的重要因素。交流输电线路在电网输配电系统中具有举足轻重的地位，对其进行在线监测实现信息互联是构建坚强智能电网与泛在电力物联网中至关重要的一环，且其多分布于野外时常面临严峻的自然灾害，为交流输电线路上的传感器及在线监测设备提供稳定的能源，确保其稳定运行，成了当前需要解决的重要问题[1]。

现有为输电线路在线监测设备供能的方法主要有架空输电线路分段绝缘地线供能、激光供能、太阳能供能、电流互感器(current transformer, CT)供能。架空输电线路分段绝缘地线供能利用输电线路与地线之间产生的涡旋感应电势为输电线路在线监测设备供能[2-3]，但易受雷击威胁，降低了供能可靠性。激光供能原理是利用光纤将激光从低压侧传输到高压侧，经光电转换器件后将光能转换为电能，再经一级DC/DC变换后为监测设备提供稳定直流电压。该方法受天气影响小，供能稳定，但因转换效率低，提供功率有限，且电路复杂，而限制了其应用。太阳能供能技术比较成熟，但受天气条件影响较大，为提供稳定能源一般需加装蓄电池[4-5]，但蓄电池循环寿命有限需经常更换，增加了使用成本，因此不便于为位于野外的输电线路监测设备供能。电流互感器为输电线路监测设备供能，因其能量采集的适应性强、使用寿命长、维护简便而备受关注[6-11]。文献[9]利用取电线圈输出功率与磁化电流及功率输出导通角θ的关系，提出一种基于相角控制法的电流互感器取电电源设计，能够取得稳定的2.5 W能量。文献[10]在电流互感器中增加与取电线圈自感应谐振的串联补偿电容，提高了功率输出。然而在这种情况下，容易发生过电压现象，并且在输电线路电流波动较大情况下难以提供稳定的输出功率。过大的一次侧电流常导致铁芯饱和。文献[11]利用加大气隙的方法来抑制铁芯磁饱和，但是这种方法大大降低了铁芯的等效磁导率，造成供能不足的问题。

现研究一种基于阻抗调节的交流输电线路取能电源，通过控制负载阻抗，可以在一次侧电流大范围变化的情况下实现对CT励磁的动态调节。通过调节电子负载改变CT的励磁特性，实现输出功率的增加或减少。

1 电流互感器取电原理

电流互感器取能模型原理图如图1所示。图1中电流互感器由开气隙的两个半圆铁芯组成，为降低铁芯铁耗,铁芯选用材料为铁基纳米晶合金(Fe73.5CuNb3Si13.5B9)。

N1为一次侧线圈匝数(N1=1)；N2为二次侧绕组匝数；ZL为电子负载；为一次侧电流；为一次侧电动势；为二次侧电动势；为线圈中通过的磁通图1 电流互感器取能模型Fig.1 Model of current transformer power supply

(1)

式(1)中:f为输电线路工作频率。

电流互感器工作时，因原边匝数N1=1，一次电压与阻抗很小，所以对电路压降影响可忽略。因此得到图2所示电流互感器简化电路，由电流互感器简化电路可得图3所示取电线圈负载相量图。

图2 电流互感器简化电路图Fig.2 Simplified circuit diagram of current transformer

图3 取电线圈负载相量图Fig.3 Load vector of draw-out power winding

带气隙铁芯磁导Λ的计算式为

(2)

带气隙铁芯磁阻Rδ可表示为

(3)

由式(3)可知，通过增加气隙增大了铁芯磁阻，使铁芯线性工作区变大，避免铁芯磁饱和，当在一次电流较小时，可以通过调节并联在二次侧的可调电子负载变为容性用以补偿励磁电抗增加输出功率。

CT励磁阻抗Zm可表示为

(4)

式(4)中：ω为输电线路角频率；Lm为励磁电感。

2 可调电子负载原理分析

根据磁路欧姆定律将式(1)代入可得：

(5)

(6)

根据式(6)，二次侧感应电压E2可表示为

(7)

根据式(7)，二次侧输出功率P可表示为

(8)

根据式(8)得知输出功率P与频率、副边匝数、铁芯参数及副边阻抗有关，如图4所示。

图4 I1=20 A时CT二次侧输出功率Fig.4 CT secondary output power when I1=20 A

通过对可调电子负载ZL的输出特性分析，可以得出以下结果。

(3)一次侧电流过大时，铁芯饱和，二次侧电压出现尖峰波形失真导致铁芯发热严重时烧毁电路，为避免铁芯饱和使铁芯处于线性区内可以通过调节可调电子负载为感性，增加对后级负载的分流作用，减少励磁电流Im，使铁芯工作在线性区。

通过分析得出可调电子负载的两种工作状态。

(1)在一次侧电流过小时为使二次侧获得足够的输出功率，通过调节可调电子负载为容性以增加二次侧输出功率。

(2)在一次侧电流过大时为避免铁芯饱和，减少二次侧的输出功率，通过调节可调电子负载为感性，减少励磁电电流以使铁芯工作在线性区，为二次侧负载提供稳定的输出功率。一次侧电流可以由Rogowski线圈测得，由此可以计算出可调负载变化的精确值。

3 控制系统设计

单相电压型PWM整流器(voltage source PWM rectifer,VSR)的基本拓扑结构如图5所示。

Uac、Iac为取能CT二次侧交流电压和交流电流；L1为交流侧电感；V1～V4为电力电子开关器件；C0为直流侧电容；Rv为直流侧负载；Iv为直流侧负载电流；Idc为整流器直流侧输出电流； Udc为直流侧电压。图5 整流电路拓扑结构Fig.5 Diagram of rectifier circuit

单相单极型VSR整流电路存在4种开关模式(表1)，且可采用三值逻辑开关函数β描述，即

表1 单相单极型VSR调制开关模式Table 1 The single-phase VSR modulation switch mode

(9)

单相单极型VSR控制方法采用电压外环、电流内环的双闭环控制。双闭环控制具有结构简单、控制性能优良等特点。可调电子负载变换器的控制原理如图6所示。采集输出电压Udc与输入电流Iac为被控对象。准比例谐振控制器(quasi proportional resonance controller，QPR)的输出作为PWM发生器的调制波，送入正弦脉宽调制 (sinusoidal PWM,SPWM) 波发生器，产生4路信号，分别控制VSR的4个开关管，实现目标阻抗的模拟。

图6 可调电子负载控制原理Fig.6 Principle of adjustable electronic load control

准PR控制器的传递函数可以表示为

(10)

式(10)中：KP为比例项系数；Ki为积分项系数；ω为准PR控制器的谐振频率；ωc为准PR控制器截止频率，此处取ωc=4.44 rad/s，KP=3，Ki=2，可以得到图7所示的伯德图。

根据图7可以得出，系统在电网角频率ω=100 π处获得最大增益，并在一定频率波动范围内也能获得较大增益，表明系统具有较高的稳定性，具有一定抗电网频率干扰的能力。

图7 准PR传递函数伯德图Fig.7 Bode diagram of QPR transfer function

3.1 电流内环设计

单相电压型PWM整流器采用单极型正弦脉宽调制，以降低CT二次侧的谐波含量，获得高品质的输出波形。

若不考虑整流器与取能CT二次侧电路电阻的功率损耗，整流器的输出功率P=UdcIdc应与取能CT二次侧输入功率相等，因此根据式(8)与系统实测的复功率求出无功电流Iq，实现对取能CT输出功率的调节。

3.2 直流电压外环设计

单相电路含有的100 Hz功率波动会引起直流电压100 Hz波动，加入二阶带阻滤波器(band-reject filter，BRF)滤除100 Hz波动。

二阶带阻滤波器传递函数可以表示为

(11)

式(11)中：ω0为中心角频率；Q为品质因数。此处取ω0=628 rad/s，Q=10。

4 前端冲击保护电路设计

输电线路多位于野外，自然条件恶劣，经常会遭遇雷击、短路等突发状况。输电母线会出现短路电流或瞬时冲击电流，对取能电源安全运行造成严重威胁。一般情况下瞬时冲击电流对取能电源的影响主要体现在电气与力学两方面。电气方面，瞬时冲击电流会导致取能线圈输出瞬时高电压容易烧毁后续电路。力学方面，瞬间大电流会产生强大的电动力，严重时会烧毁取能线圈。因此在取能电源设计中必须加入保护措施。瞬变电压抑制二级管(transient voltage suppressor，TVS)是一种响应速度仅为1 ps的高效能保护器件，将双向TVS直接并联在电流互感器二次侧以便更好地保护后续电路。TVS利用二极管工作原理，当TVS反向端有瞬时高电压脉冲时，正常工作状态下的高阻抗状态转变为低阻抗状态从而将电压箝位于预定值，使后续电路免于受到浪涌脉冲的损坏。双向TVS工作特性曲线如图8所示。

VC为最大箝位电压；VBR为击穿电压；IPP为脉冲峰值电流；IRM为漏电流图8 TVS工作特性曲线Fig.8 Operating characteristics of the TVS

TVS管有单向双向两种，单向适用于直流电路，双向适用于交流电路。双向TVS管相当于两个二极管反向串联，使两端都可承受较高的瞬时脉冲功率冲击，可以有效限制电压，保护后续电子电路。

5 实验验证

根据以上分析，设计了实验验证，取电装置现场实验图如图9所示，铁芯参数为50 mm×100 mm×100 mm,详细参数如表2所示。

表2 取电装置参数Table 2 Experimental equipment parameters

采用可调电子负载使负载可控，可以通过模拟各种负载，使二次侧电流值、功率因数等参数灵活设置以完成各种测试取电装置实验图如图9所示。图10为可调阻抗负载模拟各种负载。

图9 取电装置现场实验图Fig.9 Field test drawing of electrical device

图10 可调电子负载实验验证Fig.10 The experiment results of electronic load

如图11所示，当一次侧电流I1=71.5 A时二次侧电压发生畸变，铁芯明显饱和。

图11 二次侧电压畸变过程Fig.11 The distortion process of secondary side voltage

不控整流时波形如图12所示，此时I1=41.92 A，直流输出电压为9.43 V。图13中I1=36.67 A可调阻抗负载完全补偿，直流侧电压升高到20 V，是没有可调阻抗负载时的2倍，功率上升4.5倍，达到9 W。

图12 不控整流时直流电压Fig.12 The DC voltage during rectification without control

图13 可调电子负载完全补偿励磁阻抗时Fig.13 The DC voltage when excitation impedance fully compensated by adjustable electronic load

电流互感器并联可调电子负载时直流电压输出如图14、图15所示。

图14 I1为102 A时直流电压输出Fig.14 The DC voltage output when I1 is 102 A

图15 I1为173 A时直流电压输出Fig.15 The DC voltage output when I1 is 173 A

当一次侧电流较大时并联可调电子负载，可以调节二次侧输出功率，如图14所示。图14中I1为102 A，可调负载模拟感性负载降低输出功率，直流输出电压为20.414 V。图15中I1为173 A，直流输出电压为21.324 V，能为直流侧负载提供稳定的9 W输出功率。由图11可知取能铁芯在I1为71.5 A达到饱和，通过调节可调负载模拟感性负载可以抑制铁芯饱和，在I1接近200 A时取能电源还可正常工作。

6 结论

针对高压交流输电线路监测设备供能问题，建立了基于磁路耦合原理的电流互感器取能电源模型，根据理论分析建立了可调阻抗负载模型并给出了其工作原理。通过实验验证，得到如下结论。

(1)基于阻抗调节的取能电源与传统电流互感器取能电源相比，可以在一次侧电流过小时，调节可调阻抗负载变为容性，完全补偿励磁电感达到最大功率输出; 在一次侧电流过大时，调节可调阻抗负载变为感性，抑制铁芯饱和，减小二次侧的功率输出，有效地提升了取能电源的工作范围。

(2)即使在一次侧电流波动范围较大的情况下(30 A

(3)电流互感器二次侧通过并联可调电子负载可以在只有一级AC/DC的情况下输出稳定的直流电压，简化了设备系统，缩小了设备体积，降低了设备成本。