基于FPGA的高频逆变装置的变频移相控制实现

陈 雪，赵建荣，黄 辉，柳 龙，胡丁文

(1.西安许继电力电子技术有限公司，西安 710075;2.西安西电高压开关有限责任公司，西安 710018)

0 引言

电动汽车无线充电是非接触式感应电能传输系统在大功率供电领域的一项应用，完整的无线充电网络，主要分为地面设备、本地监控设备、车载设备和车联网平台4大部分。本文的研究对象为该网络中的高频逆变电路(工作频率为82 kHz)，分析了高频逆变器的工作特性，最终确定了移相和调频结合的控制方案并针对此方案选择合适的控制系统。文献[1]介绍了基于FPGA的PWM控制器，通过计算脉宽数据并判断电流过零点并计算脉冲频率来实现对半控整流器电路的控制，但该文献中算法处理放在FPGA中完成，而FPGA并不适用于数学运算且算法处理极其占用资源，如果强行使用FPGA处理所有算法会使得选择的FPGA芯片价格成本过高，所以该方案不适合工程应用。文献[2]中介绍了基于DSP的全桥移相脉冲生成，采用DSP的事件管理器生成PWM波，同时基于移相策略完成功率闭环控制，但该文献中逆变电路的工作频率为20 kHz，而本文中高频逆变电路工作频率需要达到82 kHz，工况有所不同。文献[3]中通过在FPGA中完成PID算法和PWM生成控制逆变电源，但对于FPGA的具体实现未给出详细介绍。针对本文采用的移相和调频相结合的控制方式，提出了一种DSP与FPGA相结合的控制系统，其中DSP完成算法计算生成脉冲频率和相位角，并通过数据总线传递给FPGA；FPGA通过总线接收DSP发送的频率、相位值，完成具体的变频、移相、PWM波生成等工作。本文侧重于说明FPGA的工作内容。

1 系统结构和原理

非接触感应电能传输系统的原理如图1[4]所示，地端变流装置连接电网的三相交流电，对交流电整流滤波变换为直流电，再通过高频逆变器将直流电逆变成高频交变电流[5]。地面谐振单元与车载谐振单元通过可分离变压器磁谐振进行能量传递。车载变流装置将变压器副边输出的高频电流由高频二极管不可控整流转化为直流电，给车载动力电池充电，地端控制器和车端控制器之间通过wifi模块进行通信。

图1 静止式无线充电系统结构框图

对于地端逆变部分，需要对系统引入控制策略，实现系统的闭环稳定工作，从而达到对原边逆变器等效输出电压的调节，因此谐振网络输入阻抗呈现感性即可实现软开关。采集副边电池的充电电流，通过wifi无线通信发送给原边，在原边通过PI控制改变高频逆变电路PWM波的频率或者改变PWM移相角，达到改变输出功率的目的。

本文的研究对象是高频逆变电路，如图2所示，全桥逆变电路若采用移相控制方式，T1和T2(T3和T4)轮流导通，各导通180度。T1和T3相差α移相角，输出电压的有效值仅与移相角相关，负载性质不会使得输出电压波形发生畸变[6]。若采用变频控制是改变驱动信号PWM的频率，即改变系统的工作频率来达到改变系统的输出功率的目的[7-8]。本文采用了移相和调频结合的方案，上电阶段调频至合适的谐振频率，同时把T1和T3移相角从0增大到π，使得功率缓慢增加，减小电流过冲，等系统稳定运行后，根据工况微调频率和相位实现输出功率的调节。

图2 高频逆变电路原理图

2 控制系统设计

移相和调频相结合的输出控制方式具有高精度、宽范围和适应性强的特点，在选择控制芯片时考虑到系统工作频率、控制精度高，常用的以DSP作为控制芯片的做法遇到了一些困难，由于DSP的专用PWM口数量有限，开关频率比较高时中断周期时间不够用，且DSP不擅长做时序控制而数字信号及算法处理能力强；反之FPGA数字信号及算法处理能力弱，但具有并行执行、灵活性强、硬件可编程、擅长时序控制的特点，更适合进行高频率高精度的时序控制[9]；所以最终控制系统综合两者的优缺点，采用DSP+FPGA的结构，其中DSP完成PI控制、频率/移相角计算等功能；FPGA通过数据地址总线接收DSP发送的频率、相位指令，完成频率和相位可调的PWM生成以及保护等相关逻辑功能；FPGA芯片选用Altera公司的Cyclone Ⅳ系列的EP4CE40F23I7芯片，该芯片具有逻辑单元(LE)39600个，用户IO口329个，PLL数量4个，能够满足该项目需求。

3 基于FPGA的硬件模块设计

基于FPGA实现移相调频功能的总结构如图3所示，DSP中计算出移相和频率指令后传递给FPGA，由FPGA负责相位和频率可调的PWM的生成，DSP一个中断周期发送一次移相和频率指令，FPGA通过数据、地址总线从DSP接收到指令后，暂存在锁存器中，由状态机控制锁存器更新输出移相角和频率设定值的时刻，频率生成模块产生初始PWM波，即T1管的PWM波，初始PWM取反作为T2管的PWM波，移相控制模块对初始PWM波进行给定相位的移相，生成移相后的PWM波，即T3管波形，T3波形取反得到T4管的PWM波。最终生成4路驱动信号供给4个开关管。而状态机控制的移相角和频率设定值时刻是避免指令在切换过程中出现非法的PWM脉冲，影响控制效果的关键。

图3 基于FPGA实现移相调频的结构框图

3.1 定频率PWM生成模块

FPGA的时序处理过程首先需要一个外部参考时钟，将晶振输入的时钟信号经过PLL倍频得到100 M高速时钟信号，通过按照一定周期对计数器进行累加，累加到最大值后将计数器进行清零，以此形成和DSP给定频率同频的锯齿波，这个最大值也成为周期计算器的值，周期寄存器的值可以通过计算得到。计数器的周期寄存器值的计算公式为：

Tcnt=fclk/fPWM

(1)

式中,fclk为PLL输出时钟频率100 M；fPWM为DSP给定PWM频率；Tcnt为计数器的周期寄存器值。100 M除以给定频率，就是需要计数的次数。

采用增计数器以100 M高速时钟信号为基准进行计数累加，当计数值等于周期寄存器的值时清零计数值，计数器输出的计数值再和比较寄存器进行比较，就生成了给定频率的初始PWM_T1波。该部分代码原理如图4所示。递增计数器的计数值达到周期寄存器值时将计数器的值清零，即可得到图中的周期变化的锯齿波，由于系统要求PWM占空比为50%，所以比较寄存器的值等于周期寄存器的1/2。经过比较器把计数值和比较寄存器的值进行比较，当计数值小于比较值时置PWM波为高电平，反之为低电平，就得到了频率为给定频率fpwm占空比为50%的初始PWM波，也即T1管脉冲。

图4 初始PWM生成原理图

3.2 移相控制器模块

生成初始PWM_T1后，进入移相控制模块按照DSP给定的PWM移相角度进行移相，通过对初始PWM_T1脉冲的上升沿和下降沿分别做延时进行了移相处理。如图5所示，初始脉冲首先进行上升沿延时滤波，得到波形①，再对波形①进行下降沿延时滤波(滤波相同时间长度)后得到波形②，△T1即代表移相角度。经过移相处理后即得到T3管的PWM_T3波。

图5 移相过程时序图

该部分代码原理如图6所示，初始脉冲首先需要进行上升沿检测，以上升沿为起点开始，输出脉冲的初始状态为低电平，按照PLL锁相环倍频产生100 M时钟信号用计数器1进行累加计数，通过比较器1比较计数值1乘以时钟周期的时间和给定移相时间的时候，计数器1清零，输出脉冲变为高电平，得到波形①，再对波形①进行下降沿检测，以下降沿为起点开始，按照100M的时钟频率用计数器2进行计数，通过比较器2比较，当计数值2乘以时钟周期等于移相时间的时候，计数器2清零，输出脉冲变为低电平，得到波形②PWM_T3，即T3管脉冲。

图6 移相原理图

3.3 状态机控制模块

由于该控制方法中，DSP每一个中断周期更新一次频率和移相角，DSP传递的频率指令和移相角度发生变化的时间对于FPGA来说是不确定的，如果在一个PWM波的中间时刻更新了频率或移相角，可能会出现PWM占空比不为50%的脉冲或其他非法脉冲，所以需要保证PWM波无缝的切换到下一个周期，也就是新的指令下产生的PWM需要在旧的指令下一个完整周期的PWM输出完成后再切换，所以就需要控制频率或移相角更新的时刻，等待这一周期PWM结束，在下一个脉冲上升沿开始再执行最新的移相角/频率。

以图7所示为例，频率从40 kHz变化为30 kHz，频率发生切换时，应该等待40 kHz的PWM当前周期结束后的下一个周期，再开始30 kHz的脉冲；同样的，相位从0°变化为90°，相位切换时，也需要等待当前周期结束，再从下一个周期开始进行移相。

图7 频率和相位切换控制时序图

正确更新脉冲的关键在于相位和频率切换的时间结点，按3.2节所述移相原理，如图8所示，CNT1为从初始PWM_T1上升沿开始计数的增计数器1，CNT2为PWM_T1_sig下降沿开始计数的增计数器2。CNT1计数到比较值后保持等于比较值直到PWM_T1等于0时清零。CNT2计数到比较值后保持等于比较值直到PWM_T1_sig等于1时清零。在图8中将初始PWM_T1的一个完整周期分为4个时间段。分析了如果在各个时间段切换时的情况：

图8 窄脉冲时序图

t1～t2时间段，可以更新频率和移相角。

t2～t3时间段，可以更新频率，不能更新移相角，按照移相控制器程序的逻辑，此时间段内计数值1等于比较值(移相时间)，如果这时移相相位更新，即比较值更新，如比较值增加2，那么CNT1会重新小于比较值，会触发比较器的输出变化，脉冲从高电平突变为低电平，等到CNT1再累加两次，就再次等于新的比较值，脉冲从低电平恢复为高电平，就产生了如图8所示的窄脉冲。

t3～t4时间段，可以更新频率和移相角。

t4～t5时间段，可以更新频率，不能更新移相角，同样会产生窄脉冲。

最终选择t3～t4作为更新移相角和频率的时间段避免脉冲异常的出现。

采用有限状态机模块STATE MACHINE，通过判断PWM_T1和PWM_T3的高低电平状态，如图9所示，在PWM_T1为低电平时保持在状态0中，在PWM_T1为高电平后跳转到状态1中，状态机从状态1无条件跳转到状态2，在状态2中判断当PWM_T1为高电平时保持在状态2中，为低电平时跳转回状态0，这样就把PWM_T1按电平情况划分为不同的状态机状态，状态0表示低电平状态，状态1表示是上升沿，状态2表示高电平，于是频率和移相角指令在状态1进行更新，即属于上一节所述的t1～t2时间段，在该时刻更新频率和移相角指令可以保证PWM在指令更新的前后两个周期都输出的PWM正确无误。

图9 状态机

4 试验结果与分析

本文的FPGA设计在Quartus II 12.0软件平台上进行综合，采用Signal-Tap进行在线仿真，并在实际工程中得到了验证。测试过程分为移相调频的离线功能测试和系统级验证。

4.1 移相调频的离线功能测试

首先在离线情况下验证移相和调频的功能。调频功能测试，如图10(a)所示，DSP下发频率33 k(30 μs)～20 k(50 μs)的切换，用示波器观察切换点的波形， FPGA收到更新的频率角度后，在下一个T1管脉冲上升沿开始以最新的频率执行，可以看到在切换点前的一个周期为30 μs，切换点后的一个周期是50 μs，无非法脉冲。

移相功能测试，如图10(b)所示，DSP下发移相角度即移相时间从5～0 μs，FPGA收到更新的移相角度后，在收到指令后在下一个T1管脉冲上升沿开始以最新的移相角度0执行。满足系统控制要求。

图10 变频移相实验波形图

4.2 系统测试

本设计输出最大功率为11 kW，在启动时，如图11(a)所示是将T1和T3相位角从0逐步移相至π的过程中移相角为π/2、频率为81.3 kHz时的波形图，1通道为高频逆变输出电压，2通道为高频逆变输出电流，3通道为高频逆变输入侧直流母线电压。如图11(b)所示，是移相角为π、频率为81.9 kHz时的运行波形，此时系统谐振工作频率为81.9 kHz，电流和电压之间相位差为零。

图11 高频逆变电流电压波形

系统测试过程中移相角可以通过后台进行修改，如图12所示，地端直流电压为260 V时移相角指令为99°时，充电功率为0.3 kW。

图12 控制后台

在地端直流电压、车地端耦合系数、负载电阻一定的情况下，改变移相角可以改变系统的输出功率，如表1所示是在不同移相角下的功率参数，在不同功率下效率均超过国标规定的92.5%。

表1 运行参数表(地端直流电压600 V)

5 结束语

结合移相和调频控制的优点，针对电动汽车无线充电系统中高频逆变部分采用了移相和调频相结合的控制方案[10]。在控制硬件平台选择上，由于DSP擅长数字计算但开关频率高时资源紧张，而FPGA具有并行执行、擅长时序控制等特点，更适合实现高频率高精度的时序控制，所以最终采用DSP+FPGA的控制系统，即由FPGA接收DSP发送的脉冲频率和移相角后，采用硬件编程语言完成变频移相模块，生成频率相位可调的PWM波，并且用状态机控制频率和相位的更新时间避免了非法脉冲的出现。并在电动汽车无线充电系统运行中验证了该控制方法的正确性。