基于SiC MOSFET/Si IGBT的670V/100kW城轨辅助逆变器的综合比较*

姚文革，王 方，刘 阳，李伟杰，马颖涛，刘 博

（1 北京纵横机电科技有限公司，北京100094；2 中国铁道科学研究院集团有限公司 机车车辆研究所，北京100081；3 北京建筑大学 机电与车辆工程学院，北京100044；4 北京建筑大学 城市轨道交通车辆服役性能保障北京市重点实验室，北京100044；5 北京交通大学 电气工程学院，北京100044）

应用碳化硅（SiC）和氮化镓（GaN）等宽禁带材料是电力电子器件未来的发展方向。其中，SiC器件与传统Si器件相比，能够有效提升电力电子系统的开关频率、功率密度和能量利用效率。因此，SiC器件在诸如电动汽车（EV），光伏（PV）逆变器和轨道交通等多个领域中存在不同程度的研究与应用［1-3］。有资料显示，2016年日本某研究团队成功研制了一款应用SiC器件的高功率密度逆变器［4］，并对其性能表现进行了综合评价，该逆变器的最大输出功率为35 kW，属于中等功率系统。由于Si C MOSFET的开关速度更快，因此其存在比Si器件更显著的开关振荡。针对该过程的问题，研究人员通过搭建双脉冲测试平台［5］，分析研究了主回路电感对该振荡的影响，指出可以从减小激励源和增加缓冲回路的方法，对开关振荡进行抑制。另外，有学者在应用SiC器件的同时，通过引入Zero-Voltage-Switching（ZVS）控制策略来进一步降低功率器件在高频开关应用场合下产生的功率损耗，从而提升逆变器系统功率密度和效率［6］。但是，在实际应用中实施该策略，需要在硬件电路内增加额外的功率开关器件，这将导致传统逆变器硬件结构设计和EMI设计工作变得更为复杂。尽管Si C器件的工程应用还存在一些难题，但随着SiC器件制造技术的日益成熟，其市场前景十分可观。

首先分析了在高频场合中，减小回路杂散电感以及降低功率器件门极电压振荡的方法。基于此方法，文中设计了新型的SiC MOSFET逆变器样机，并从机械结构与电气性能两方面，对该样机与传统的Si IGBT逆变器进行了对比分析。分析结果表明，相比应用Si器件的逆变器系统，应用Si C器件的新型逆变器系统在功率密度和效率性能上表现优异，更能满足未来逆变器系统朝小型化、轻量化方向发展的技术需求。

1 减小回路杂散电感

逆变器的回路杂散电感主要由母排电感和功率器件自身电感组成。因此，为了使总杂散电感最小，可以从以下2个方面着手。

1.1 母排结构优化

直流母排结构主要有2种设计形式，即平铺式和叠层式。两者之间最大的区别在于叠层母排内部2个铜排之间的空间间隔很小。通常选用聚对苯二甲酸乙二醇酯（PET）等材料作为两铜排间的绝缘，并叠压成为一个整体。2种不同的母排结构如图1所示。

图1 平铺式母排和叠层母排

叠层母排的三维模型如图2所示，其中b为母排宽度，D为两母排间距，h为母线厚度。将电流元分割成无限个宽度为dx的载流截面，则流过母排的电流可以表示为式（1）：

图2 叠层母排的3D模型

根据毕奥-萨伐尔定律可得式（2）：

式中：r2=（D/2）2+x2，μ0=4π×10-7H/m。同时，外磁场的计算公式为式（3）：

在高开关频率场合，通常因为集肤效应的影响而忽略母排内部电感，所以叠层母排的电感主要受其外电感影响，可以表示为式（4）：

另外，平铺母排的电感计算公式与长直导线的计算公式类似，如式（5）：

式中：l为导线长度，r为导线截面半径。

根据工程设计规格，D为4 mm，h为0.1 cm，从而分别得到叠层母排和平铺母排杂散电感值的变化趋势，如图3所示。从图中的变化趋势可以看出，在给定的母排尺寸下，叠层母排的杂散电感远小于平铺母排的杂散电感。

图3 不同长度和宽度下叠层母排和平铺母排的杂散电感

1.2 应用去耦电容

通过优化叠层母排降低回路电感的能力是有限的。因此，采用在直流母排两端并联去耦电容的方法，进一步降低了杂散电感总量，实现对电压尖峰的有效抑制。

仿真中使用了2组去耦电容（每组3个电容）来检验它们降低回路电感的效果如图4所示。为了减少杂散电感，去耦电容应尽可能靠近功率器件。去耦电容并联在叠层母排两极的仿真结果见表1。

表1 不同设计下的回路杂散电感仿真

图4 叠层母排的物理结构（仿真频率=1 GHz）

根据上述分析可得，去耦电容可以吸收去耦电容与主电容之间的电感，从而降低整个回路的杂散电感。并联的去耦电容越多，杂散电感降低的幅值越多。但随着去耦电容数量的增加，其降低回路电感的效果会逐渐变弱。基于此，在通过并联去耦电容减小逆变器回路杂散电感时，应该在去耦电容的数量上综合考虑。

2 结构设计对比

在以上分析的基础上，文中设计了一款基于CREE公司CAS300M12BM2 SiC功率模块的新型逆变器样机。在该逆变器的方案中，我们采用第1节中所述的2种方法来减小逆变器系统的回路电感。

文中设计的SiC逆变器与传统的Si逆变器的三维模型如图5、图6所示。Si逆变器中有12个电解电容，而新设计的SiC逆变器中只有8个薄膜电容器（2个母线电容和6个去耦电容）。电容数量的减少和电容类型的改变，降低了逆变器的总质量，同时节省了逆变器的内部空间。在文中的新型逆变器方案中，这些节省的空间用以安装电压和电流传感器。这些传感器的集成，可以使数据采集更加方便，提高了整个逆变器的空间利用率，使其成为一个更加独立的系统，有助于在实际应用中减少逆变器与其他设备或系统之间的干扰。

图5 SiC型逆变器三维结构设计

图6 Si型逆变器三维模型

以上2种逆变器在结构设计上的异同见表2。

表2 机械结构设计对比

3 电气性能对比

文中提出的SiC逆变器样机的电路拓扑结构如图7所示，其电路是典型的三相两电平电压源逆变器，控制策略是SVPWM方法。

该逆变器样机额定直流输入电压为670 V，交流侧的额定输出电压为380 V/50 Hz（线电压）。图7中，C1～C8为薄膜电容器，Q1～Q6为全SiC功率器件，P1～P3为相应功率模块的控制驱动电路。V1是电压传感器，I1～I3是电流传感器。

图7 SiC逆变器样机的电路拓扑

该逆变器样机采用全SiC功率模块CREE CAS300M12BM2，通过螺栓将其固定在散热器表面，模块的接触面与散热器之间涂有导热硅脂。SiC逆变器样机如图8所示。

图8 SiC逆变器样机实物图

3.1 回路杂散电感

根据第2节的理论分析，在直流端并联若干具有低寄生电感的电容，可以减小主电路的电感。因此，文中选取具有较小寄生电感和质量的薄膜电容作为去耦电容。

通过双脉冲试验，验证了此方法可以有效抑制主回路的杂散电感。试验结果如图9所示。在图9记录的波形中，没有双脉冲信号的波形，是为了保证Vds和Id的数据记录和主电路杂散电感的计算不受其影响。图10所示的双脉冲波形是基于传统Si逆变器获得的。

图9 不同数量去耦电容下的双脉冲波形，V dc-bus=700 V,I d-peak=540 A

图10 应用Si IGBT时的双脉冲波形，V dc-bus≈700 V,I d-peak≈540 A

根据这些波形，可以计算出不同试验条件下不同回路电感值，见表3。试验数据的变化趋势与表1所示的仿真结果相符。

表3 不同方案下主回路杂散电感测量值

3.2 输出功率

文中对新设计的SiC逆变器进行了性能测试。试验条件如下：直流输入电压650～700 V，开关频率30 kHz，输出交流电压频率50 Hz（经过三相滤波系统），室温约26℃，负载可调，最高可达132 kW。此时，逆变器样机的功率密度可达1.49 kW/dm3或3.64 kW/kg。

SiC逆变器连续运行下最大输出能力的试验结果如图11所示。其中，图11（a）为功率分析仪截图，表明该SiC逆变器的最大输出功率可达132 kW，图11（b）显示此时该SiC逆变器的效率为98.07%。

图11 SiC逆变器样机的最大功率输出能力

在相近的额定负载条件下得到的交流输出电压和电流波形如图12所示。图12（a）为Si C逆变器的输出波形，图12（b）为Si逆变器的输出波形。对比两图可以看出，虽然SiC逆变器的功率密度远高于Si逆变器，但是新设计的SiC逆变器的额定输出能力（100 kW）比之前的Si逆变器（106 kW）略弱。

图12 SiC/Si逆变器的额定功率输出能力

4 结论

文中对一种新设计的使用SiC MOSFET的三相全桥逆变器进行了较为全面的评估。在不同的细节上，将这款新样机与之前采用Si IGBT作为功率器件的样机进行了比较。

（1）相比于Si型逆变器，SiC型逆变器具有主回路杂散电感小、开关速度快、体积小、质量轻、器件集成度与空间利用率高等应用特点。

（2）与Si型逆变器相比，SiC型逆变器的功率密度提高明显，但同时其额定功率输出能力却比比Si型逆变器要稍弱。

综上所述，SiC MOSFET的应用使传统逆变器系统的性能得到很多提升，但Si C器件的负载能力较Si器件仍然偏弱。从这个角度来讲，SiC器件的发展与应用还需要更多深入的研究。