一种适用于输入串联型变换器基于耦合电感的无源缓冲环节

魏 亮，孟 涛

(黑龙江大学 机电工程学院，哈尔滨 150080)

0 引 言

采用多个电路在输入侧串联的方式能够降低电路中各种器件实际承受的电压值，有效解决各种高压变换器电压应力大的问题。按照输入、输出侧连接方式的不同，输入串联型变换器一般有两种基本类型：输入串联输出并联(input-series output-parallel, ISOP)型和输入串联输出串联(input-series output-series, ISOS)型，前者适合多数常规的中、低压输出场合，后者一般只用于需要高压输出的场合[1-4]。

输入串联型变换器研究的关键任务是保证各串联电路输入侧的均压，此外，ISOP型和ISOS型变换器还要分别实现输出侧的均流和均压。为了实现该类变换器的均压与均流，目前研究最多的是均压、均流控制方法。采用均压、均流控制方法可实现该类变换器各串联电路间电压与电流的均衡[2-10]。然而，引入专门的控制环节后，变换器控制系统的复杂程度也显著增加，因此，已有的均压、均流控制方法一般均在中大功率场合应用。

在众多输入串联型变换器中，不额外增加任何均压、均流控制环节的情况下，采用各串联电路共用一个控制器、基于相同占空比的工作方式也可保证各串联电路具备一定的自然均压与均流能力，符合中小功率变换器结构简单、可靠性高的设计要求[11-16]。在中小功率场合，变换器一般采用正激、反激拓扑，但存在以下不足：①各串联电路在开关管关断期间不具备自然均压能力；②各串联电路的缓冲或钳位环节不具备自然均压能力，因此，无法确保各串联电路开关管的电压均衡[12]。

针对输入串联型正激、反激变换器，提出一种基于耦合电感的无源缓冲环节，在完成各串联电路变压器漏感或励磁能量吸收与回馈任务的同时，使各串联电路在开关管关断期间具备自然均压能力，同时各吸收电容具备自然均压能力，确保各串联电路开关管的电压均衡。本文基于该类反激变换器为例开展研究，对所提无源缓冲环节的工作过程、设计要素等进行深入分析，在此基础上，设计一台1.5 kV的该类变换器实验样机对所提方法进行实验验证。

1 无源缓冲环节结构与工作过程

1.1 无源缓冲环节结构

带所提无源缓冲环节的两种输入串联型反激变换器，见图1。变换器的N(N≥1)个串联电路共用1个集成变压器和1组输出电路(数量为n,n≥1)，主要面向需要多路输出的应用场合(图1(a))；变换器的N个串联电路采用ISOP型结构(也可以采用ISOS结构)，主要面向单路输出的应用场合(图1(b))。Vi为变换器的输入电压；Vi1, …,ViN为各串联电路的输入电压；Ci1, …,CiN(Ci1=…=CiN)为输入滤波电容；S1, …,SN为开关管；Lp1, …,LpN(Lp1=…=LpN)和Ls1, …,Lsn为图1(a)变换器集成变压器(Ti)各原边和副边绕组的等效电感量；LP1, …,LPN(LP1=…=LPN)和LS1, …,LSN为图1(b)变换器各变压器(T1, …,TN) 原边和副边绕组的电感量；Do1, …,Don和Do1, …,DoN为各输出电路的整流二极管；Co1, …,Con和Co为输出滤波电容；Vo1, …,Von和Vo为输出电压。在两种变换器中，所有开关管同步开关工作，在不额外增加任何均压控制环节的情况下即可实现各串联电路的输入均压，具有简单、可靠的优势。

图1 带所提无源缓冲环节的两种输入串联型反激变换器

该无源缓冲环节由吸收电容C1, …,CN(C1=…=CN)、耦合电感(L1=…=LN为耦合电感的等效电感量)和二极管(D11,D12, …,DN1,DN2)构成。在各串联电路中，利用吸收电容吸收反激变压器漏感(Llk1, …,LlkN)在开关管关断后的剩余能量，通过耦合电感与吸收电容的谐振工作将该能量向变换器的输入侧回馈。耦合电感使各串联电路在开关管关断阶段具备了输入自然均压的能力，另外，在耦合电感与吸收电容的谐振过程中，实现了各吸收电容的电压均衡，确保各串联电路的开关管电压均衡。

1.2 无源缓冲环节的工作过程

结合图1(a)变换器对所提无源缓冲环节的工作过程进行分析，条件如下：①以输入串联电路数N=2和输出电路数n=2为例；②以变换器工作于电流断续模式(DCM)为例；③认为电路中的元器件均为理想元器件(只考虑变压器漏感)，忽略各串联电路之间的器件参数误差以及电压、电流差异；④认为吸收电容C1,C2与输出滤波电容Co1,Co2足够大，分析时将它们视为恒压源(VC1,VC2,Vo1,Vo2)。在一个开关周期内该变换器主要有以下4个工作阶段，各阶段的等效电路见图2。

图2 各阶段的等效电路

工作阶段1 (t0-t1)：t0时刻，S1,S2导通。t0时刻以后，输入直流电压源对集成变压器原边电感充电，电感电流由零上升。在无源缓冲环节中，D11,D21截止，D12,D22导通，C1和C2分别通过S1,D12和S2,D22对耦合电感充电，耦合电感电流由零上升。到t1时刻，集成变压器原边电感电流与耦合电感电流上升至一个开关周期内的最大值：

(1)

(2)

其中，Vi1=Vi/2；T为该变换器的开关周期；D=(t1-t0)/T为占空比。

本阶段，Do1,Do2截止，变换器的输出能量仅由Co1,Co2放电提供，D11和D21的电压为Vi/2+VC1和Vi/2+VC2，D12和D22的电流为iL1和iL2，S1和S2的电流为iLp1+iL1和iLp2+iL2。

工作阶段2 (t1-t2)：t1时刻，S1,S2关断，集成变压器原边电感能量转移至副边，并进一步向输出侧释放，在此过程中，Do1,Do2导通。在无源缓冲环节中，D11,D21导通，Llk1和Llk2分别通过D11和D21向C1和C2释放能量，L1和L2分别通过D11,D12和D21,D22向输入侧回馈能量。t1时刻以后，集成变压器原边电感电流与耦合电感电流的变化规律：

(3)

(4)

其中，nps为集成变压器原、副边绕组的匝数比。

到t2时刻，Llk1,Llk2的能量释放完毕，即iLp1(t2)=iLp2(t2)=0。本阶段，S1和S2的电压为Vi/2+VC1和Vi/2+VC2，D11和D21的电流为iLp1+iL1和iLp2+iL2，D12和D22的电流为iL1和iL2。

工作阶段3 (t2-t3)：t2时刻以后，L1,L2继续向输入侧回馈能量，集成变压器副边电感继续向输出侧释放能量。到t3时刻，L1,L2的能量回馈完毕，即iL1(t3)=iL2(t3)=0。本阶段，S1,S2的电压为Vi/2+npsVo1，D11,D12和D21,D22的电流为iL1和iL2。

工作阶段4 (t3-t4)：t3时刻以后，集成变压器副边电感继续向输出侧释放能量，并于t4时刻之前结束。t4时刻，S1,S2再次导通，变换器进入下一个开关周期的工作中。

由图2可见，在工作阶段2和3，耦合电感向变换器的输入侧回馈能量，在此过程中通过电感的耦合作用可以实现各串联电路的输入均压；在工作阶段1，吸收电容C1,C2对耦合电感充电，在此过程中通过电感的耦合作用可以实现C1,C2的电压均衡，进而实现开关管S1,S2的电压均衡。基于耦合电感的均压实现机理与该类变换器基于反激式集成变压器各原边绕组耦合的输入均压实现机理相似[12]。所提无源缓冲环节还可应用于输入串联型正激变换器。应用于此类正激变换器时，该无源缓冲环节的基本工作过程与上述过程相似，只是在缓冲环节吸收并向输入侧回馈的能量中增加了集成变压器励磁电感的能量。

2 无源缓冲环节耦合电感的设计要素

该无源缓冲环节中，各吸收电容被视为恒压源，为了抑制其充、放电过程中的电压波动，在设计上，各吸收电容存在一个最小电容值的限制要求。各吸收电容最小值的估算方法与各类变换器中其它常规电容最小值(如输出滤波电容最小值)的估算方法相似。

2.1 耦合电感的等效电感量

忽略各串联电路间电压、电流差异的条件下，在输入串联电路数为N(Vi1=…=ViN=Vi/N)的情况下进行分析，仍然以变换器工作于DCM模式为例进行。

在任意一个串联电路中，吸收电容(C1)在工作阶段2将变压器漏感(Llk1)的能量吸收，并于工作阶段1将此部分能量转移至耦合电感。在一个开关周期内考虑吸收电容(C1)的充、放电平衡可得

(5)

由式(1)、式(2)和式(5)得

(6)

由式(2)和式(6)得

(7)

在工作阶段2，为了确保变压器漏感能量被完全吸收，由式(3)得

(8)

在工作阶段2和3，为了确保耦合电感的能量向变换器输入侧回馈完毕，由式(4)得

(9)

由式(6)～(9)可以得到耦合电感的等效电感量限制条件：

(10)

结合该无源缓冲环节的工作过程可以得到开关管S1, …,SN的电压、电流应力(VS,IS)，二极管D11, …,DN1的电压、电流应力(VD1,ID1)以及D12, …,DN2的电压、电流应力(VD2,ID2)：

(11)

(12)

(13)

(14)

由式(11)～(14)可见，各串联电路主要功率器件电压应力(VS和VD1)随着耦合电感等效电感量的增加而增加(VD2的最大值为Vi/N)，而电流应力随着耦合电感等效电感量的增加而降低。因此，在实际中，该耦合电感等效电感量应该在满足式(10)的前提下，结合各串联电路主要功率器件的具体情况进行设计。

2.2 耦合电感的AP值估算

由基本的耦合电感模型可得

(15)

其中，L11=…=LNN为耦合电感的自感值；M为互感值。

对于该耦合电感而言，各串联电路电压均衡的实现需要具有较高的耦合系数。如果以耦合系数为1进行估算，则式(15)中自感值与互感值近似相等。在忽略各串联电路间电压、电流差异(认为VL1=…=VLN以及iL1=…=iLN)的情况下，近似得

(16)

在进行AP值估算时，可将该耦合电感等效为常规电感，电感量为L11，电流最大值为NiL1(t1)。因此，该耦合电感的AP值估算如下

(17)

其中，B为磁芯的最大工作磁感应强度；J为绕组的电流密度；K为磁芯的窗口利用率。

3 实验结果及分析

设计一台带所提无源缓冲环节的输入串联型反激变换器(图1(a))进行实验研究。该变换器的基本参数为：Vi=1.4～1.6 kV (N=3)；Ci1=Ci2=Ci3=0.1 μF；nps=5,Lp1=Lp2=Lp3=3.6 mH；Co1=Co2=1 000 μF；Vo1=Vo2=24 V (n=2),Io1=1.5 A,Io2=1 A。无源缓冲环节的主要参数为：C1=C2=C3=0.1 μF；耦合电感磁芯选择ETD29,L1=L2=L3=3.1 mH。

当输入电压为1.5 kV时各串联电路的开关管电压与电流波形，见图3。由图3可见，该变换器3个串联电路的开关管具有很好的均压与均流效果。

图3 各串联电路开关管的电压与电流波形

当输入电压为1.5 kV时该无源缓冲电路中3个吸收电容的电压与耦合电感的电流波形，见图4。由图4可见，3个吸收电容的电压基本均衡，耦合电感3个支路的电流基本一致。

图4 无源缓冲环节的主要电压与电流波形

当变换器的输入电压(Vi)发生突变时，各串联电路的输入电压波形见图5(a)。由图5(a)可见，各串联电路在此过程中具有很好的输入均压效果。负载突变时(Io1发生突变,Io2=1 A)时的输出电压Vo1(交流档)与输出电流Io1波形见图5(b)。由图5(b)可见，采用无源缓冲环节后，该变换器仍具备很好的输出调整能力。

图5 变换器输入与输出侧的暂态波形

4 结 论

针对输入串联型正激、反激变换器在输入均压实现方面的不足，提出一种由吸收电容、耦合电感以及二极管构成的无源缓冲环节。对所提无源缓冲环节的工作过程、设计要素等进行了深入分析，并设计一台1.5 kV的该类变换器实验平台进行实验研究。理论分析与实验结果表明：(1) 在该变换器的各串联电路中，变压器在开关管关断后的剩余能量被该无源缓冲环节的吸收电容所吸收，并通过耦合电感与吸收电容的谐振工作回馈至变换器的输入侧；(2) 在该无源缓冲环节的工作过程中，耦合电感的采用使得各串联电路在开关管关断期间具备自然均压能力，并且实现了该无源缓冲环节各吸收电容的电压均衡，确保了各串联电路开关管的电压均衡。