基于开关电容单元直流侧电压自均衡多电平变换器

张谢天，万 鹏，王珊珊

（1. 海军装备部驻上海地区第一军事代表室，上海 201913；2. 上海船舶设备研究所，上海 200031）

0 引言

近年来，无论是工业生产还是生活学习，人们对高性能电源的需求在不断增长。由于高功率、高压应用的需要，多电平变换器引起了人们的广泛关注。与传统的两电平变换器相比，多电平变换器具有更低的开关损耗和开关器件上的电压应力[1]。此外，随着电压电平数的增加，开关频率可以降低到一个较低的值，使变换器更稳定。由于这些显著的特点，多电平变换器在中高压应用中逐渐变得流行，如可再生能源转换、无功补偿、大功率整流器和输送系统。多电平逆变器具有效率高、系统冗余、输出电压波形接近正弦波等优点，是解决大功率中压DC-AC转换的有效方法。在众多被提出的多电平拓扑中，中点箝位（NPC）、飞跨电容（FC）和级联H桥（CHB）变换器是最著名的经典多电平拓扑[2]。由于可扩展到不同的功率和电压级别，模块化多电平变换器（MMC）被认为是一种很有前景的高压应用方法，MMC可扩展到任意电压水平，总谐波失真低，且只需要一个直流母线电压。

在近几年里，随着调制技术的发展，学者开始对MMC变换器的结构及其在各个领域的应用进行研究。开关电容（Switched-Capacitor，SC）变换器相对于中点箝位、飞跨电容和级联H桥变换器来说，是一种比较新颖的多电平变换器。在文献[3]中，一种基于开关电容的多电平变换器被提出，该变换器包含了1个直流源和2个储能电容，实现9电平的电压输出，与传统的级联H桥相比，当在输出端产生相同的电平时，该变换器所包含的开关器件、储能电容和电压源的数量皆比级联H桥少。在文献[4]中提出一种S3CM模块化多电平变换器，S3CM由一个直流源给一个T型变换器上的2个电容供电，每个电容上的电压为电压源的1/2，与文献[3]一样，最后在变换器的输出端输出9电平电压。文献[4]与文献[3]相比，在输出电平数相同时，文献[3]使用的开关管数量较少且不单独使用二极管器件。在[5]中的SC变换器同样使用了1个直流源和2个储能电容，然而文献[5]的元器件总和大于文献[3]中的S3CM模块化多电平变换器的元器件，且输出电平少于九电平。文献[6]中提出一种基于SC单元、直流侧可串/并联的多电平变换器，采用模块化结构，可以将变换器的输出电平等级提高，直流侧连接的直流电压源给SC单元的电容充电，最后将SC单元串联，利用逆变全桥实现DC-AC的功能。通过对SC单元开关管的合理通断，实现每一个SC单元内的电容电压自均衡。

在文献[7-8]中，一种直流侧电压自均衡的多电平逆变器被介绍，通过在级联H桥直流侧电容负极加上可双向导通的开关管，实现直流侧电压自均衡。本文将在文献[6-8]的基础上，在每个H桥内加入一个文献[6]中的SC单元，在2个H桥间加入一对反串联的双向导通开关管，具体拓扑如图1所示。此拓扑可进行模块化设计，在逆变侧输出多电平电压。

本文在介绍电路拓扑结构的基础上，给出拓扑的开关状态，控制策略以及调制策略，并搭建仿真模型，分析不同工况下的仿真结果，最后对全文进行了总结。

1 拓扑概述

图1为本文所述的电路拓扑，其中，开关器件（IGBT/MOSFET）Sa1～Sa4与Sb1～Sb4共同组成级联H桥变换器，Sl1～Sl3、储能电容C1和C2组成SC#1单元。Sl1～Sl3实现储能电容C1和C2的串联以及并联，C1与C2并联时两者的的电压将自动均衡。同理，Sr1～Sr3、储能电容C3和C4组成SC#2单元，Sr1～Sr3实现储能电容C3和C4的串联以及并联，C3与C4并联时两者的的电压将自动均衡。由于本文所提拓扑包含2个SC单元且具有模块化性，将此电路拓扑命名为SC2MMC。Sp1和Sp2为一对反向串联的双向导通开关管Tb。Tb连接在SC#1单元与SC#2单元电容的正极。为了使SC2MMC实现更高电平的交流输出，与文献[5-6]类似，通过将2个SC单元内的电容电压设置成不同的电压等级，使得输出的电压更趋近于正弦波。如图2所示，选用个直流电压源作为系统的功率输入，可以将此功率源加在任意一个电容上，本文设定SC#1内各电容电压为SC#2内各电容电压1/2。设定在C3或C4上的加上电压为2E直流电压，则在SC2MMC的输出端可输出13电平（0，±E，±2E，±3E，±4E，±5E，±6E），同理，也可将电压为E的直流源加在C1或C2上，分别如图2(a)、图2(b)所示。

图1 基于级联H桥和SC单元的多电平变换器拓扑

图2 不同直流源施加方式下的拓扑

图3 SC2MMC的拓展拓扑

2 运行原理

本节将以拓扑包含1个级联H桥、2个SC单元以及1对反串联开关管为例，介绍拓扑的开关状态，控制策略以及调制策略。

2.1 开关状态

如前2节所述，将电压为E的直流源加在C1或者C2上，将电压为2E的直流源加在C3或者C4上，由于2个SC单元之间的电容电压相差2倍，因此变换器可以实现13电平的电压输出。SC2MMC的开关状态及每个电容的充放电状态如表1所示。

表1中，1表示开关处于导通状态，0表示开关处于关断状态；在每个输出电平下，以“▲”表示电容在充电，以“▼”表示电容在放电，以“◆”表示电容处于悬置状态。

如图4所示为SC单元内电容电压自均衡的开关状态+3E，通过将开关管Sl1（Sr1）、Sl3（Sr3）导通，Sl2（Sr2）关断，实现电压均衡。除了+6E和-6E对应的开关状态外，其余各开关状态均能实现这种功能。如图5所示的开关状态为0，-2E和+2E，此时双向导通开关管Tb导通，在SC#1和SC#2间形成电流通路，电容C1与C2串联后再与C3并联，此时电压源同时给C1、C2和C3充电，实现SC单元间的电压自均衡。

图4 实现SC单元内电容电压自均衡的开关状态+3E

图5 双向导通开关管Tb导通时SC单元间电压自均衡

2.2 控制策略

单相逆变器的控制技术已经变得成熟，本文采用如图6所示的基于同步旋转坐标系的控制方法，其中，Um*为输出电压有功分量指令值，Ud为输出电压的有功分量实际值，Uq为输出电压无功分量实际值，Id*与Iq*为电流内环指令值。vr*为控制器输出的调制波信号。

图6 基于同步旋转坐标系的控制方法

2.3 调制策略

多电平变换器有多种调制策略，其中脉宽调制是最常用的调制方法。不同相位配置的载波可分为3种模式：所有载波相位相同配置（PD）PWM、相对于零基准相位反相配置（POD）PWM和交替相位反相配置（APOD）PWM[9]。

由于PDPWM调制产生的开关信号THD较低，且实现简单，本文采用PD调制，如图7所示。由于输出13电平电压，需要配置12个载波，每个载波相位相同，频率相等。通过判断调制波vr*对应表1所在的区间，将调制波与对应区间的载波比较，最终得到开关管驱动信号。

图7 基于载波层叠的调制方法

3 仿真验证

为了验证SC2MMC电路拓扑以及所述调制策略的正确性，将分2种工况讨论。第1种工况将电压为2E的直流源加在电容C4上，验证C1、C2的电压是否为C4电压的1/2、C3上的电压是否与C4上的电压相等。第2种工况将电压为E直流源加在电容C2上，验证C3、C4的电压是否为C2电压的2倍，C1上的电压是否与C2上的电压相等。本节将在MATLAB/Simulink仿真软件上进行仿真验证。仿真参数如表2所示。

表2 SC2MMC仿真参数

3.1 当在电容C4上加直流源时

图8(a)为在C4加上的直流源电压为120 V时，电容C1、C2与C3上的电压vdc1、vdc2和vdc3。由图8(a)可以看出vdc1、vdc2幅值为60 V，vdc3的幅值为120 V且带有纹波，这是由于电容C1、C2最多充电60 V，C3最多充电到120 V，而由于电容C1、C2与C3要向负载放电，导致电容电压存在锯齿形脉动；图8(b)为SC2MMC变换器输出端的13电平电压波形vab；图8(c)所示为负载上输出的交流电压vo，幅值为311 V且正弦度好，将输出电压vo经过快速傅里叶（FFT）分析后，如图8(d)所示，输出电压总谐波失真（THD）为0.9%。

图8 在电容C4上加直流源时的仿真结果

3.2 当在电容C2上加直流源时

图9(a)为在C2加上的直流源电压为60 V时，直流链路电容C1、C3与C4上的电压vdc1、vdc3和vdc4。由图9(a)可以看出vdc1幅值为60 V，vdc3与vdc4的幅值为120 V且带有纹波，这是由于电容C1最多充电60 V，C3、C4最多充电到120 V，而由于电容C1、C3与C4要向负载放电，导致电容电压存在锯齿形脉动。图9(b)为SC2MMC变换器输出端的13电平电压波形vab。图9(c)所示为负载上输出的交流电压，幅值为311 V且正弦度好，图9(d)显示输出电压总谐波失真（THD）为0.93%。

图9 在电容C2上加直流源时的仿真结果

图9 在电容C2上加直流源时的仿真结果（续）

4 结论

在级联H桥和SC技术的基础上，本文提出了一种新颖的多电平变换器，SC2MMC可以输出更高的电平来实现输出电压更趋近于正弦波；另一方面，也降低了输出电压的总谐波失真。每个H桥内包含一个串/并联SC单元，每个SC单元间电容电压相差2倍。反串联双向导通开关管实现不同SC单元间的电压均衡。通过载波平移调制，仿真结果验证了变换器具备13电平的电压输出能力。