基于电能计量的一站式智能兆瓦箱友好接入电网关键智能控制技术研制

黄和平 顾章平 郑建 陈晓琳

（1.浙江正泰仪器仪表有限责任公司 2.上海正泰电源系统有限公司）

0 引言

随着国家能源革命战略“双碳”目标的推进，建设以集中式新能源场站和分布式微网，作为骨干网架的新能源互联网系统融合发展的重要方向。将对综合能源互联系统的新型生态架构产生深远影响［1－3］。

作为集中式新能源场站的核心部件，一站式智能兆瓦箱系统高比例友好大规模接入电网，风光火发电电力系统的电力电子化特征装备相互作用、学术作者罗干等从并网频率μs－ms－s的弱同步电网（见图1），在研究的文献［4－7］中讨论新能源接入电网引发的宽频带震荡和系统不稳定问题，阻抗的测量和方法；文献［8］中讨论基于LCL滤波的并网逆变器的有源和无源阻尼控制方法；文献［9］中讨论基于LLC滤波的并网逆变器谐振变换器；专利文献［10］中讨论一种适用于LCL型并网逆变器的组合滤波前馈控制方法；专利文献［11］中讨论一种电网参数在线识别的并网逆变器谐振智能抑制方法；专利文献［12］中讨论多重化逆变器及有源电力滤波系统；专利文献［13］中讨论基于LCL滤波器的双向直流变换器的控制装置和方法；专利文献［14］中讨论有源阻尼LCL滤波器、有源阻尼控制装置、方法和系统；以上技术在实际应用中存在以下问题。

1 新能源大比例接入市电网造成宽频带振荡安全问题机理分析

一站式智能兆瓦箱系统高比例友好大规模接入电网，随着光伏新能源在电网接入的比例接近接纳上限，在实际应用中，上述研究成果暴露出一些问题。

新能源占比升高后，电力系统调节能力下降，湖南大学学者罗安研究得出：如图1所示，多样化电力电子装置与电机存在强耦合、宽频域、低惯性，及新能源发电系统与直流输电系统，同电网存在弱同步的影响；次／超同步振荡现象，制约新能源大规模消纳；如图2、图3所示，逆变器阻抗呈感性，逆变器阻抗相位低于－90°；电网阻抗呈容性；电网阻抗相位为90°，逆变器台数增多、逆变器感性阻抗大于电网阻抗容性阻抗，锁相环带宽增大，通过电网阻抗Lg等对逆变器与电网系统稳定性变差（见图4）；对电网无功支撑能力不足，电压稳定性降低，故障电压波动大。

图1 新能源接入弱同步电网

图2 逆变器并网系统中的失稳机理与阻抗特性

图3 逆变器并网系统中的失稳机理与阻抗特性

图4 锁相环通过电网阻抗L g对逆变器的不利影响

多电平变流器控制的一站式智能兆瓦箱系统存在问题分析如下。

现有的电力电子器件的工艺水平，其功率处理能力和开关频率之间是矛盾的，功率越大，开关频率越低。所以为了实现高频化和低EMI的大功率变换，在功率器件水平没有本质突破的情况下，有效的手段是从电路拓扑和控制方法上找到解决问题的方案［15－16］。因此一站式智能兆瓦箱系统中，电平技术模块作为核心功能之一决定着系统转换效率，多电平变流器控制策略的主要控制目标为：

l）控制变流器本身工作状态，其中包括直流母线电容电压平衡控制、开关损耗控制、输出波形质量控制等。

2）控制电压输出，使变流器输出的脉冲序列与参考电压波形等效。根据开关频率的高低，可以将多电平变流器的控制策略分为两个类别：①开关器件工作在低频方式中，在输出电压或电流一个周期中，开关器件只进行一次或两次动作。主要有选择性谐波消除调制（SHEPWM）［17－18］和阶梯波调制［19］；②开关器件工作在高频方式中，在输出电压或电流一个周期中，开关器件要进行多次动作，主要有载 波PWM调制［20］和空间矢量调制（SVPWM）［21］。

以上调制逆变器的广泛接入电网，使电网呈弱电网特性，存在时变性的线性阻抗和背景谐波，即便采用LCL滤波的有源或无源阻尼抑制谐波，电网阻抗的电感部分对电流控制性能存在影响，当电网感抗较大时，对于采用电流开单环控制策略的LCL型逆变器，电网感抗的变化会导致其谐振频率偏移，现有调制控制器无法跟踪这个偏移的频率，LCL滤波器自身为三阶系统，在其谐振频率处存在谐振尖峰及带来的谐波问题，从而导致系统不稳定和成为影响电网电能质量以及用电设备正常运行的重要因素。同时现有逆变设备具有转换效率低、与电网智能交互性不强、运维效率不高等缺点。在弱电网条件下，研发开发新型调制控制器，提高逆变器的鲁棒性势在必行。

基于已有研究成果［22－23］，综合一站式智能兆瓦箱系统高比例友好大规模接入电网的标准与要求，本文提出了一种基于电能计量的一站式智能兆瓦箱友好接入电网的控制技术模型（见图5）。

2 电能计量型一站式智能兆瓦箱模型系统结构与主要单元

针对现有技术和研究成果的不足，电能计量型一站式智能兆瓦箱模型系统与传统的集中式大型逆变相比，项目从国家战略需求出发，它集成了多个智能功率模块化组成一对竞争式主重变流器、多电平基于电能计量的双矢量智能功率控制模块（SVM1控制器和SVM1控制器组成），每个智能功率控制模块对应一个SVPMW对应控制，每一个对应SVPMW都通过输出端配对云管理器，将控制的各种参数信号传输到测控电源柜，以太网通信与光伏电站智能云监控系统交互传送信息和控制指令、克服传统人工巡检，全新开发智能监控SCADA系统；实现数据自动采集、双向通信、实时监控和平台前后支撑等功能，包括一对基于双向计量有功和无功电能表；整个直流配电、逆变发电、通信监控、升压挂网系统进行高度一体化集成（如图5和图6所示）。

图5 双并逆变模块组成兆瓦箱原理模型图

2.1 电能计量双矢量智能功率控制模块电路拓扑结构

图6 所示，光伏阵列输入，经DC／DC变换，IGBT／IGCT功率开关（智能模块开关）逆变，三相逆变电压输入LCL滤波模块，经滤波后三相电压与交流电流输入，各两套双向有功和无功功率智能计量的电能表，对电网输入、逆变器输出电网或负载的有功和无功瞬时功率实时计量，对直流变换电路的最大功率MPPT通过控制器进行跟踪，有功和无功功率经新型瞬时功率电路的经电流线圈和电压线圈同步输出瞬时功率、和三相电压经3S／2S变换电路、锁相环电路。LCL滤波由双矢量控制系统SVM，及由功率外环控制环、电压电流内控制环、门极控制等组成S控制器输出的三相电压输出SVPWM，每一相SVPWM控制逆变器智能功率模块上的开关工作。

图6 电能计量双矢量智能功率控制模块电路拓扑图

为了评价分析电能计量多矢量智能功率控制模块电路拓扑简化，分成正序电路和负序电路如图7所示。正序电路和负序电路均由INV和Power Grid及有功和无功计量电路组成。

图7 图6的等效电路分解电路图

2.2 电网双向有功（无功）电能正负序智能计量原理电路

如图8所示，在逆变器交流输出与电网的公共接点处，基于电能计量设计的双向有功（无功）电能正负序智能计量电路，是采用三个ADE7912／ADE7913器件和一个微控制器，微控制器接入微控制系统，微控制系统通过SPI通讯接口，与MCU芯片互通，MCU芯片与红外通讯、光纤RS485，蓝牙、载波、实时时钟、数据存储、通讯模块互通；MCU芯片输出信号与LCD显示、报警模块、正负序有功和无功功率连接，磁场检测和按键输入信号、电能检测计量功率、继电器控制与检测、低功耗电源管理均输入MCU芯片；低功耗电源管理信号，输入实时时钟一个4.096 MHz晶振为ADE7912／ADE7913提供时钟，以便检测A相电流和电压。检测B相和C相电流电压ADE7912／ADE7913器件由检测A相电流电压的ADE7912／ADE7913的CLKOUT／DREADY引脚产生的信号提供时钟。也可以采用另一种配置，即让微控制器产生一个4.096 MHz时钟，并提供给所有ADE7912／ADE7913器件的XTAL1引脚（参见图6）。注意，XTAL1引脚支持3.6 MHz至4.21 MHz的时钟频率。微控制器利用SPI端口与ADE7912／ADE7913器件通信。三个I／O引脚（CS＿A、CS＿B和CS＿C）用于产生SPI CS信号。微控制器的SCLK、MOSI和MISO引脚直接连到各ADE7912／ADE7913器件的对应SCLK、MOSI和MISO引脚，这些连接未显示。

图8 双向有动（无功）电能正负序智能计量电路图和相量图

ADE7912／ADE7913设计用于三相电能计量系统，其中一个带SPI接口的主器件（通常是微控制器）管理两个、三个或四个ADE7912／ADE7913器件。A相电流IA利用一个分流电阻进行检测。分流电阻的一端连接到ADE7912／ADE7913的IM引脚，成为ADE7912／ADE7913隔离端的地GNDISO（引脚10）。A相至零线电压VAN利用一个电阻分压器来检测，VM引脚也连接到IM和GNDISO引脚。注意，ADE7912／ADE7913 ADC所检测的电压与VAN和IA相反，这是单相计量的经典方法。其他监控B相和C相，连接方式相似。V2P电压通道主要用于测量辅助电压，仅ADE7913提供该通道。如果不使用V2P（ADE7912就是这样），应将V2P连接到VM。当监控三相系统的零线时，如何连接ADE7912／ADE7913输入端。零线电流利用分流电阻检测，分流电阻上的电压在全差分输入端IP和IM上测量。地至零线电压利用单端输入V1P和VM处的分压器检测。ADE7912／ADE7913器件电流与电压输出均接入对应电网a相，b相，c相有功表与无功表线连接组成双向有功（无功）电能正负序智能计量电路。有功功率与无功功率电路区别在于，有功功率电路无电阻Rc。有功和无功双向计量与向电网提供支撑的通过双向开关自动切换及并网逆变各相的电流指纹电路提供电流指纹自动识别有功和无功双向计量的身份和电能值。无功电能采用两元件60度型三相三线无功电能计量。

国标GB／T19964—2012《光伏发电站接入电力系统技术规定》要求以最大能力通过无功电流，实现对电网电压的支撑；最大无功电流要求大于1.05倍的额定电流，在单相或两相电网断路条件下，电网电压存在正序和负序电压，为了实现不对称电压跌落过程中，无功电流对电网电压的支撑功能，采用正负序双矢量控制SVPWM实现零电压穿越，控制过程中，首先将跌落的电压（即使到零电压），分解为正序电压和负序电压，然后进行独立的双闭环控制，输出相应的正序电流和负序电流，同时，在零电压的跌落过程中，因为电压已到零，无法实现电压的锁相与电网电压相位的跟踪，通过切换开关，注入无功电流，确保电流与电压的同相位，实现零电压锁相。

图8a为两元件60度型三相三线无功电能计量的相量。

2.3 多电平兆瓦箱智能空间矢量调制（SVPWM）设计

高压大容量的电力电子变换，近年来多电平变流器的研究受到广泛重视，并得到了一定的应用。多电平变流器输出端可以有更多级的输出电压波形，谐波含量小，波形更接近正弦波，变流器性能更好。对此，提出了一种全新的二极管钳位式多电平变流器，这种变流器的特点是主电路和控制电路比较简单，控制方式也比较简单，便于双向功率流动的控制，功率因数控制也方便。一个m电平变流器，每相桥臂钳位 二极管个数为（m－1）×（m－2）。如三相三电平变流器的电路由于三相工作原理一样，那么就以A相分析。它由 两个直流分压电容C1＝C2，4个开关管，4个续流二极管和两个钳位二极管VDa1和VDa2组成。当开关管Sal和Sa2同时导通时，A点对O点的电压为E／2，开关管状态不同输出电压不同，由于B，C和A三相相位互差120度，因此线电压可以五种电平，因此通过适当的控制，三电平逆变电路输出电压谐波可大大少于两电平逆变电路。

在控制上采用空间矢量调制（SVPWM）策略，SVPWM技术最早来源于交流电机控制中，为了在电动机空间形成圆形旋转磁场，对于两电平六开关变流器来说，在不同开关状态下，可以形成8个电压空间矢量，共同构成一个正六边形电压空间矢量图。由空间矢量所在区域的开关空间矢量运用“伏秒相等”的原则进行合 成任意矢量。多电平SVPWM方法是由两电平SVPWM方法演化而来，三电平变流器的电压空间矢量为27个，包括零矢量，短矢量，中矢量和长矢量。空间矢量调制方法的主要特点是直流母线电压的利用率很高，开关损耗低，调制比大，动态性能好，当应用于五电平以上场合时，控制算法比较复杂，较难实现，所以当前多电平SVPWM技术的研究一般只限于五电平及以下。另外，作者采用了主从控制的方式，解决了 多模块并联的均流问题，这个主从控制，加入了公司独有的主机竞争机制，实现了主机故障，从机主动切换为主机，变流器系统的平稳切换。同时采用了数字同步技术，实现了脉冲级的PWM同步，有效解决了环流问题。

该电路拓扑的优点是：输出功率大，电平数越多，输出电压谐波含量越少。阶梯波调制时，器件在基频下工作，功率器件损耗小，输出功率大，动态响应好，传输带宽较宽。

该电路拓扑的缺点是：m电平变流器每相需要耐压等级相同的二极管数量为（m－1）×（m－2），使得制造成本增加线路安装困难。

3 智能兆瓦箱智能功率控制模块建模设计

针对现有大型光伏发电系统集成度低、维修维护不方便、变流器多机并联谐振问题的不足，正泰电源一站式智能兆瓦箱系统采用了智能功率控制模块化设计方案（如图6），实现人机交互一体化控制，有效解决变流器多机并联谐振问题，在电网交互上，运用了三相系统中矢量控制坐标变换技术，在智能功率控制模块化设计方面兼顾考虑了低通滤波特性，节省了额外滤波器设计，同时闭环锁相可直接锁定市电相位和频率，完美实现电网的追踪配合，为实现从光伏电站替代传统非可再生能源电站奠定了基础。模块中的核心技术双矢量环控制，需要对正序和负序电流、功率、阻抗分别进行控制。

根据图6所示中智能功率控制模块的建模如下：图6给出了变流器的主电路拓扑结构，同时定义了电流的正方向，列写上图中各量的定义如下：

正序阻抗：

负序阻抗：

式中，HI（s）为电流环PI控制器；TPLL（s）为锁相环传递函数；Km为逆变器增益；GV（s）和G（s）为电压和电流滤波器；Vp，Vn分别为正负序电压的峰值，Ip，In分别为正负序电流的峰值，φ1，φ2分别为正负序电压的初相角，θp，θn分别为正负序电流相对于电压的起始角，Km为逆变器电压增益；ω为基波电压角频率；Gi（s）为采样延时环节的等效传递函数。θPLL为锁相环相角；HI（s）为电流环调节器；v1为电网电压峰值；I1为基波电流峰值；φi1为基波电流初相角；f1为基波频率；Up为正序电压扰动峰值；fp为正序电压扰动频率；φup为正序电压扰动初相角。Tp（s）、Tn（s）分别为锁相环正负序传递函数。

［－up（s）］／Z＿n（s）、［－un（s）］／Zn（s）分别为正负序电压控制电流源；Zp（s）、Zn（s）分别为正负序锁相环等效阻抗；Zid＿p（s）、Zid＿n（s）分别为正负序理想输出阻抗；Ip（s）、In（s）分别为正负序并网电流；vp（s）、vq（s）分别为正负序PCC电压。

根据恒幅值Clark变换公式，可以得到两相旋转坐标系下的电压电流的表达式：

在三相对称系统中，dq在基波稳态时均是直流分量。d轴与电网电压矢量重合，表有功分量（P），q表无功分量（n），那么有功和无功就可以独立控制。如果滤除2次谐波，可以看到基波有功无功的瞬时值表达式如下：

参照上面的分析，重新将图6电能计量多矢量智能功率控制模块（500kW的控制系统）结构和二极管钳位二电平升级改造为五电平逆变器如下：

先将二电平升级改造为三电平（图9）后，经验收符合相关规定标准后，再建模设计为单模块为二极管钳位五电平的500kW－630kW（图10）。为行业先进示范逆变器。

图9 二极管钳位三电平拓扑电路图

图10 二极管钳位五电平拓扑电路图

电容C1与电容C2串联将电平分成3电平，电容C1与电容C2的中点为中性点，输出电压Vag有VAB／2，0和－VAB／2；功率开关T1和T3连通，Vag有VAB／2；功率开关T2和T4连通，Vag有－VAB／2；功率开关T3和T4连通，Vag有0；VD1与VD2将输出电压钳位则为直流母线电压的一半。功率开关T1和T3连通，a和b之间的电压差为VAB，VAB＝Vab；VD2平衡T2和T4之间的电压。T4承受电容C1上的电压，T2承受电容C2上的电压，当输出电压被转移到ab之间，此改进为三电平的二极管钳位逆变器输出Vag有VAB／2，0和－VAB／2三个电平，为DC－DC直流逆变器。

按照二极管钳位三电平拓扑电路图原理，直流母线电压Vdc被串联在直流母线线端的电容C1、电容C2、电容C3、电容C4四等分，每个电容上分得1／电压Vdc电压，通过二极管钳位，每一个功率开关承受一个电容上的电压1／电压Vdc，则对一个单臂桥M电平的二极管钳位逆变器，每个功率开关仅承受Vdc／（M－1）。

对于二极管钳位五电平逆变器，以a相为例，中点G为输出电压的参考点，a相有四对互补的开关器件，即以下互补的开关器件为一个开通另一个关断。

因此a点和G点存在5中电平VaG＝Vdc／2时，需开通VTa1、VTa2，当VaG＝Vdc／4时，需开通VTa2、VTa3、VTa4、VT，a1；当VaG＝0时，需开通VTa3、VTa4、当VaG＝－Vdc／2时，需开通当VaG＝－Vdc／4时，需开通；其原理波型图见图6所示。

图11 二极管钳位五电平原理波形图

二极管箝位型五电平逆变器的输出电压电平开关状态如表10所示。该电路直流侧有四个电容，输出的相电压为五电平，线电压为九电平。对于N电平电路，直流侧需要N－1个电容，能输出N电平的相电压和（2N－1）电平的线电压。

表1 二极管箝位型五电平逆变器的输出电压电平与开关状态

（续）

其中1代表导通，0表示关断。但是，二极管箝位型五电平逆变器也具有如下缺点：①功率开关被箝位在Ui／（N－1）电压上，二极管电压应力不均匀，即有不同倍数的Ui／（N－1）反向耐压，若要使二极管的反向耐压与功率开关相同，则每相桥臂需要（N－1）（N－2）个二极管串联，如图6所示。②当逆变器只传输无功率时，半个周期内相同的充电和放电平衡了电容电压，当逆变器传输有功功率时，由于各个电容的充电时间不同，将形成不平衡的电容电压。对于二极管电压应力不均匀显现，若按照最大值选取则造成浪费，如果多管串联又会产生均压问题。表1所示的二极管自箝位电路，可将箝位二极管串联均压问题。

二极管自箝位电路结构与二极管串联箝位有相同的功率开关数和控制方法，只是二极管的位置不同。当N＝5电平的逆变器需要四个载波信号，相电压的离散值为：VaG＝Vdc／2时，VaG＝Vdc／4时，VaG＝－Vdc／2时，VaG＝－Vdc／4时多电平逆变器的缺陷之一是直流环节电容器不能由单个直流电压源供电。这是由于直流母线上逆变器所需的电流不是对称的，而且电容器不均匀分担直流电压源。例如，三电平逆变器需求侧为三角形－星行的变压器符合这一要求，另外除多电平兆瓦箱智能空间矢量调制（SVPWM）满足要求外，由于消除了电源电流5次和7次谐波，因而将提高逆变器的性能。

阶梯波调制是参考电压和输出电压波形如图12所示，输出电压调节依靠直流母线电压或移相角。在阶梯波调制中，可以通过选择每一电平持续时间的长短来实现低谐波抑制和消除。

图12 二极管钳位五电平阶梯波调制原理

4 智能兆瓦箱智能功率控制模块电路设计

依据图13，多矢量智能功率控制模块是由电压控制环和电流控制内环、功率控制环、三轴转化二轴的正序电压和负序电压控制组成。

图13 多矢量智能功率控制模块电路结构图

4.1 直流最大功率跟踪d轴正序电压和负序电压矢量

电压控制环主要是依据直流侧的有功功率P＝Udc×Ibus，mppt跟踪图10所示调节Id可对直流母线电压Udc的控制。

经3S／2R同步旋转坐标系下，三相交流变量均变d轴q轴的分量两相直流量，控制器设计用PI控制。光伏阵列的输出电流和光伏阵列每串组的电压输入MPPT，MPPT输出正序标准参考电压Uref，与直流母线电压Ubus作为极序进行比较，作为2Ubus／3Ud的输入，然后进行第一次PI计算得出正序的Idref；第二路是光伏阵列的电压算数平均值Ipvavg作为正序，光伏阵列的输出电压Ipv作为负序进行比较后，进行第二次PI计算得出正序的Idref；与第三路是正序电路中的电流内环控制的正序有功电流Id分别进行比较的结果输入第二次PI计算得出正序的Ud。

LCL滤波电路中Lf和cf输出电压Va、Vb，Vc经3S／2R与输出电压Va、Vb，Vc的锁相PLL的旋转角Э，同步旋转坐标系二轴输出电压Vd、Vq，电压Vd、Vq经LPF＋BPF低通滤波和原始链路层封包收发，输出正序电压Vd＋、Vq＋。

正序电路正序无功电流Iq输入q轴耦合项－ωLiq与轴上ωLiq进行抵消，q轴分量受iq的作用，－ωLiq输出与Vd＋及第二次PI计算得出正序的Ud比较，输出经2 R／2S转换后，输出αβ轴的静态Uα＋，Uβ＋，静态Uα＋，Uβ＋，输入SVM，SVM输出经2s／3s转换，正序三相电压输入SVPWM。

4.2 LCL滤波电路三阶正序电路三次坐标转换静态双矢量

如图9所示，LCL滤波电路中Lf输出电流Ia、Ib、Ic、分别与Lf输出电流算数平均值Iaavg、Ibavg、Icavg、进行比较后输入电流前馈控制P，经电流前馈控制P后输出值与LCL滤波电路中Lf输出电流Ia、Ib、Ic再比较，一路输出正序电路的转换3S／2R，另一路输出负序电路的转换3S／2R；LCL滤波电路中Lf和cf输出电压Va、Vb，Vc经正负序分离为正序电压Va＋、Vb＋，Vc＋，Va－、Vb－，Vc－；Va＋、Vb＋，Vc＋，输入锁相PLL输出到功率因数－1，旋转角Э与3S／2R互传，经电流前馈控制P后输出值与LCL滤波电路中Lf输出电流Ia、Ib、Ic再比较与旋转角Э输入3S／2R的值，经3S／2R坐标旋转，在经经LPF＋BPF低通滤波和原始链路层封包收发，输出dq轴的正序电压Id＋、Iq＋；正序电压Id＋输入d轴耦合项是ωLid，只需在d轴上分别加－ωLiq和ωLid进行抵消，抵消掉耦合项之后，d轴分量受id的作用，即可采用PI控制器。ωLid经ωL输入比较器。

cf输出电压Va、Vb，Vc输出两路；一路经低电穿越能力和均方根检测输出电压暂降比率与接受电流比，到功率因数－1，并输出正序的无功功率标准参考值Iqref＋，有功电流Iq＋与无功功率标准参考值Iqref＋经比较，输入经PI处理后输出d轴的电压Ud；cf输出电压Va、Vb，Vc输出另一路经3S／2R与锁相PLL输出旋转角Э，输入3S／2R坐标转换后，输出dq轴的Vd、Vq，在经LPF＋BPF低通滤波和原始链路层封包收发，输出dq轴的正序电压Vd＋、Vq＋；Vq＋与Lid经ωL输入值及Ud＋进行比较，输入2R／2S经转换输出，同时3S／2R与输出电压Va、Vb，Vc的锁相PLL的旋转角Э输入2s／3s转换，输出αβ轴的静态Uα＋，Uβ＋，静态Uα＋，Uβ＋，输入SVM，SVM输出经2s／3s转换，正序三相电压输入SVPWM。

3S／2R与输出电压Va、Vb，Vc的锁相PLL的旋转角Э，同步旋转坐标系二轴输出电压Vd、Vq，电压Vd、Vq经LPF＋BPF低通滤波和原始链路层封包收发，输出正序电压Vd＋、Vq＋。

4.3 LCL滤波电路三阶负序电路三次坐标转换静态双矢量

三阶负序电路三次坐标转环中，3S／2R转成2R／2S，成旋转dq轴，2R／2S将旋转dq轴转换成αβ轴的静态。

3S／2R输入有三路，LCL滤波电路中Lf输出电流Ia、Ib、Ic、分别与Lf输出电流算数平均值Iaavg、Ibavg、Icavg进行比较后输入电流前馈控制P，经电流前馈控制P后输出值与LCL滤波电路中Lf输出电流Ia、Ib、Ic再比较，第一路输出负序电路的转换3S／2R。

cf输出电压Va、Vb，Vc输出两路。一路是Va、Vb，Vc输入正负序分离，分离成正序Va＋、Vb＋，Vc＋和负序Va－、Vb－，Vc－。正序Va＋、Vb＋，Vc＋入锁相PLL的旋转角Э输入功率因数－1。第二路输出负序电路的转换3S／2R；负序Va－、Vb－，Vc－输入3S／2R与转换锁相PLL的旋转角Э输出；有功电压Vq和无功电压Vd的关系输出相角Ψ，相角Ψ一路输入最大电流Imax，第二路输入3S／2R。

cf输出电压Va、Vb，Vc输入3S／2R，有功电压Vq和无功电压Vd的关系输出相角Ψ输入3S／2R、锁相PLL的旋转角Э输入功率因数－1，输出值输入3S／2R；这三个输入因数经3S／2R、与经经LPF＋BPF低通滤波和原始链路层封包收发，输出d轴的负序电压Vd－和输出q轴的负序电压Vq－。

第一路输出负序电路的转换3S／2R、第二路输出负序电路的转换3S／2R、相角Ψ输入转换3S／2R，经3S／2R坐标旋转转换，再经LPF＋BPF低通滤波和原始链路层封包收发，输出d轴的负序电流Id－和输出q轴的负序有功电流Iq－；负序有功电流Iq－输入WL的乘积，输入q轴耦合项是ωLiq，只需在q轴上分别加－ωLiq进行抵消，抵消掉耦合项之后，q轴分量受id的作用。负序电流Id－输入功率因数－1，再经PI处理输出Ud－；Ud－与Vq－及耦合后q轴分量iq进行比较，输出值输入2R／2S经转换输出，输出αβ轴的静态Uα－，Uβ－，静态Uα－，Uβ－输入SVM，SVM输出经2s／3s转换，负序三相电压输入SVPWM。

cf输 出 电 压Va、Vb，Vc输 出 负 序Va－、Vb－，Vc－，经三相电压传感器输送到低电压穿越能力和均方根的检测，输入图14的电压暂降比率与接受电流比率，Iqmax－同时输入图14的电压暂降比率与接受电流比率，输出Iqref－输入比较器；Iq－输入比较器；再经PI处理输出Uq－负序无功电流Id－输入WL的乘积，输入d轴耦合项是ωLid，只需在d轴上分别加－ωLid进行抵消，抵消掉耦合项之后，d轴分量受id的作用。负序电流Iq－输入比较器输入第二比较器；Uq－输入第二比较器；q轴的负序电压Vq－输入第二比较器；第二比较器输出值输入2R／2S经转换输出，输出αβ轴的静态Uα－，Uβ－，静态Uα－，Uβ－，输入SVM，SVM输出经2s／3s转换，负序三相电压输入SVPWM。

图14 电压暂降比率与接受电流比率关系图

从图13中可以看出，通过双矢量闭环对系统的正序和负序电流分别进行控制，最终在两相静止坐标系下将输出进行合成，从而控制系统能够在发送电网跌落时能够输出无功，同时使得系统能够起到抑制负序电压的作用。

4.4 兆瓦箱智能功率控制模块智能切换原理

4.4.1 三相电流智能识别线路设计及实现功能

图15所示，设计LCL逆变器输出电力线路中设计三相电流智能识别线路，给予每相都接一组微电流指纹识别电路，该电流指纹识别电路是由火线接入电容c，电容后分接并联两路，一路是电容c后面串接电阻＋双向二极管接入中型线N；另一路是电容c后面串接电感＋双向二极管接入中型线N；双向二极管的控制极接根据电流指纹识别后的软件指令，去分别接入控制器，驱动脉冲序列与参考电压波形等效对比，波形质量的控制、LCL逆变器各谐次波的治理、高频控制器载波PWM和SVPWM的自动切换、低频控制器阶梯波调制和谐波消除调制的自动切换控制，自动识别低电压穿越故障，无功功率对电网的自动补偿，同时自动识别以下行为：

图15 三相电流智能识别线路图

当前控制系统，即sag时不注入无功；

在当前控制系统中，sag发生时有功为0，注入无功；

全电流反馈，同时进行正序电压前馈＋负序电压前馈，称为VCCF；

双矢量控制，但是负序电流不控，同时负序电压也不前馈，仅作正序控制，称为DVCC1；

双矢量控制，负序电流控到0，同时负序电压作前馈，称为DVCC2；双矢量控制带电流限幅功能，称为DVCCL。

图16 在一个周期内单相LCL输出的电流指纹

4.4.2 三相电流智能识别和自动切换原理

根据以上电路，对多电平LCL滤波逆变器输出端的微电流指纹按时间、脉冲序列先学习1到5个周波的波形，按以下谐波、电压、电流标准，作为标准电流指纹波形控制；不满足标准电流指纹波形控制时，及时驱动开关启动补偿电路（虚拟电阻），对策宽频带振荡问题。

4.4.3 光伏并网谐波标准要求

根据NB／T 32004－2013标准，光伏并网电流总谐波含量小于5%，各次谐波电流含有率限值如表2所示。另外，型式试验III级要求逆变器在30%额定功率以上时满足以上要求。

表2 谐波电流含有率限值（2017－08－17）

5 门极控制器的设计

如图17所示，每相上的每个桥臂上的一只IGBT（IGCT）作为主模块，其他模块根据主模块的状态调制自身开关延迟时间。通过检测UcE，闭环控制UcE上升、下降斜率来达到串联IGBT（IGCT）动态均压，当最先关断模块的UcE超过设定阈值时，电流源对其门极充电致使其关断缓慢，从而实现串联IGBT（IGCT）动态均压。

图17 兆瓦箱智能控制器均压门极控制图

6 兆瓦箱智能控制器仿真运行

如图18～图21所示SVPWM总逆变器通过以下Matlab仿真，验证了SVPWM调制技术的可行性，能够得到期望的输出波形，与理论分析一致。网侧电压、电流波形均比较稳定且正弦性好，说明系统能够稳定、可靠的运行。表有功功率的id在仿真过程中，基本在指令值大小1.414×1070＝1512.98A上下变化，表无功功率的iq在0上下摆动，验证了旋转坐标系下有功和无功的解耦控制的有效性。对并网电流进行谐波分析，可以看到THD为2.28%，说明在采用电压外环电流内环的控制策略和空间矢量调制算法下，能有效控制系统在单位功率因数运行情况下有着较低的并网电流总谐波畸变率。

图18 SVPWM总逆变器逆变仿真电路

图21 SVPWM总逆变器的波形图

7 结束语

针对一站式智能兆瓦箱系统高比例并网集中式新能源场站存在的种种问题，提出了基于电能计量的一站式智能兆瓦箱多电平关键控制技术模型，给出了智能功率控制模块化设计双矢量正负序控制多电平（五电平）、自动识别LCL滤波电流指纹、双向有功无功计量融合为兆瓦箱系统技术方案，解决了逆变器多机并联谐振问题。运用了三相系统中正负序矢量控制坐标变换技术，电流前馈＋电流环＋电压环进行PI调节、电压与功率外环控制及门极控制、输出三相信号输入对应相的SVPWM控制器，对多电平智能模块三相逆变桥臂开关实现与电网同相、同频、同压逆变智能控制。在智能功率控制模块化设计方面兼顾考虑了低通滤波特性，节省了额外滤波器设计，即使在0电压下与阴雨天、及夜间、电压上升和电压下降期间，使用PCC上的电能计量正序电压和滤波电容器提供的无功功率来导出无功功率设定点。正序电压的选择将相电压保持在所需的范围内无功功率补偿运行的有效性。同时闭环锁相可直接高精度锁定市电相位和频率，完美实现电网的追踪配合。

图19 逆变器交流侧电流波形图

图20 网测谐波图

实践证明，该模型较之传统模型，具有较高的转换效率，功率具有可调和双向流动性与高精度计量特性、稳定安全友好、清洁并网性和较高的性价比。最终的实验结果表明，基于电能计量的一站式智能兆瓦箱友好接入电网关键智能控制技术模型的故障检测精度和处理效率较高，较之传统非矢量模型，需要的系统资源也比较少，能够适应一站式智能兆瓦箱光伏发电站的实际需要，实用性和适用性较强，为实现从光伏电站替代传统非可再生能源电站奠定了基础。