一种具有解耦能力的反激式电流型逆变器

张丽娟，石军亮，胡香玲，罗丹羽

（1.郑州电力高等专科学校，河南 郑州 450000；2.河南理工大学，河南 焦作 454003）

0 引言

太阳能、风能、地热能等可再生能源替代传统化石能源有助于降低污染水平，加速实现碳达峰、碳中和。光伏并网发电技术能够将太阳辐射直接转化为电能，成为可再生能源发电的一大选择[1]，[2]。

逆变器在光伏并网发电系统中起着至关重要的作用，它是将太阳能转换成电能的关键接口设备。目前，市面上主流光伏并网逆变器主要有3类，分别为集中式、串式和微型逆变器。其中，微型逆变器以其最大限度地利用太阳能、高效率、模块化等特点而备受关注[3]。

目前，功率解耦技术因仅需要小型无源元件（小型薄膜电容）处理脉动功率，而无需电解电容或其他功率电路而受到了广泛关注[4]。现有6种基本DC-DC变换器直接作为解耦单元使用[5]～[10]，均有很大的局限性。鉴于此，本文在反激式微型逆变器的基础上，提出了一种新型串联功率解耦的光伏逆变器。通过使用功率解耦端口处理脉动功率，无需电解电容。所提拓扑具有结构简单、额外元件少、开关管电流应力小等优点。本文详细分析了其工作原理和各模态波形。最后，搭建了一个100 W样机，对所提拓扑结构的可行性和理论分析的准确性进行了实验验证。

1 传统反激式微型逆变器

图1为传统反激式逆变器的拓扑结构。主电路包括原边主开关管S1和储能电容C1，副边开关管S4，S5，二极管D4，D5以及变压器。这种单级反激式结构的逆变器通过两个二次绕组将电能从光伏模块传输至电网。由于微型逆变器中的低通滤波器（Lf，Cf）功率小，其压降可以忽略不计，因此可将微型逆变器的开关动作等效成一个DC-DC反激变换器，其输出电压可控[11]。

图1 传统反激式微型逆变器Fig.1 Traditional flyback micro inverter

反激式微型并网逆变器的工作原理是在每个开关周期的峰值电流跟随正弦电网电压。为实现该控制策略，S1必须使用正弦脉冲宽度调制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）。

式中：dp为S1的占空比；ωg为电网电压角频率。

随着dp的增加，从光伏模块吸收的功率以及峰值电流增加。文献[12]中具体讨论了微型逆变器在DCM（断续模式）、BCM（临界导通模式）和CCM（连续模式）下的工作模态。该逆变器的缺点是开关电流应力大导致传输效率降低，以及需要较大的C1来消除功率脉动引起的输入端电压纹波。

2 所提拓扑结构的电路结构和工作模态

所提逆变器在传统反激电路的基础上整合了脉动功率处理端口来实现功率解耦，如图2所示。其主电路只有两个电容，并联在光伏模块上的C1只需提供每个开关周期Ts内的能量，其值由式（2）确定，但此时需将ωg替换为2π/Ts。由于采样角频率ωs远高于ωg，因此对电容值的依赖大大降低。另外，C2用于功率解耦，该电容上的电压呈现出二倍工频脉动，根据式（2），C2两端电压可表现出较大纹波，以此减小电容值。

图2 所提拓扑Fig.2 Proposed topology

式中：Ppv为光伏功率；Vpv为光伏输出电压；δVpv为光伏模块上允许的电压纹波。

每个工频半周内，解耦电容中的能量流具有两种状态。在[0，π/4]和[3π/4，π]内，逆变器输出功率低于输入功率，耦合电感只传输所需输出功率，多余能量存储在解耦电容中。在[π/4，3π/4]内，逆变器输出功率大于输入功率，耦合电感将会传输全部输入功率，并由解耦电容供给功率赤字。

在所提拓扑结构中，逆变器在每个Ts内从光伏模块吸收的功率恒定，因此输入电流始终保持恒定。每个Ts内的输出平均电流必须等于与电网同相的正弦电流。在[π/4，3π/4]内，输出电流包含两部分，即光伏模块的电流和解耦电容的电流，两个电流的平均值必须等于正弦电流，因此这部分的电流包络是恒定的，这一特征使得开关管的电流应力降低。

所提逆变器工作在DCM，并在一个Ts下分为5种工作模态。当输入功率小于输出功率时，仅存在模态1，2，3；当输入功率大于输出功率时，仅存在模态1，3，4，5。图3和图4分别给出了正半周内逆变器的5种工作模态和每个模态中的关键波形。负半周的工作模态和关键波形与正半周相似，仅在控制副边开关管（S5和S4）时不同，在正半周期中控制S5，负半周期中控制S4，在模态分析中不再赘述。同时，本文在模态分析之前假设开关频率远大于电网频率，因此在每一个Ts内，输出功率、输出电压和解耦电容两端电压恒定。

图3 所提拓扑工作模态Fig.3 Proposed topology operating states

图4 关键波形Fig.4 Key waveforms

模态1：在每个Ts初始时刻，S1导通，持续时间dTs（d为模态1占空比），逆变器从光伏模块吸收恒定功率，并将该能量存储在电感Lm1中。此阶段结束，可得输入峰值电流iin-p。

将式（16）和式（17）代入式（18），可得d′c：

模态5：此模态下S2关断，S4和D4导通，存储在Lm2中的能量通过变压器传输到输出端。馈入到电网的能量等于模态1吸收的光伏功率加上解耦电容提供的功率。由于这两部分电流断续导致电流峰值减小，开关管的电流应力得以减小。

3 控制策略

图5给出了所提微型逆变器的控制策略框图。包括PV的Vpv，PV的iin，vc2和vg的采样，以及锁相环模块、MPPT控制器、过零检测和运行状态检测。该控制策略的主要目标是从光伏模块提取最大功率，并以单位功率因数馈电至电网侧。

图5 所提拓扑控制框图Fig.5 The proposed topology control block diagram

4 比较分析

本文与文献进行了比较分析，结果如表1所示。相较于文献[10]，本文通过多单元整合的方式大大降低了器件冗余度，有效减少了开关管和二极管使用数量。因此，所提逆换器结构简单，额外器件少。相较于文献[6]和[7]，本文无需处理母线电压（缓冲电容两端电压），减少了传感器数量以及逻辑门数量，降低控制复杂度，电路稳定性高。

表1 比较分析Table 1 Comparative analysis

5 实验验证

基于上述分析，本文搭建了一台功率为100 W的单相光伏并网微型逆变器实验样机。具体实验参数如表2所示。

表2 实验电路参数Table 2 Experimental circuit parameters

图6给出了所提逆变器输入电压Vpv、电流iin的测试波形。由图6可知，Vpv是一个恒定直流，幅值为30 V，最大峰值电流同样为一个恒定值，幅值约为18 A。说明其输出功率在稳态时基本不变，验证了理论分析的正确性。

图6 逆变器输入电压电流波形Fig.6 Inverter input voltage and current waveform

图7给出了电网电压vg、并网电流ig和解耦电容电压vc2的测试波形。由图7可知，并网电流与电网电压同相，电压有效值为220 V，电流有效值为0.45 A，电流总谐波失真（THD）小于5%，满足并网要求。解耦电容上的电压在130 V附近呈现两倍工频脉动，脉动峰峰值约为90 V，随着解耦电容不断地放电和充电，功率解耦得以实现，有利于提高MPPT的追踪性能。

图7 电网电压、并网电流、解耦电容电压波形Fig.7 Waveforms of grid voltage,grid current and decoupling capacitor voltage

图8给出了注入LC滤波器的电流ifilter和解耦电容电流ic2的测试波形。注入LC滤波器的电流在[0，π/4]和[3π/4，π]内为正弦包络。[π/4，3π/4]内注入滤波器的电流包含两个电流部分，该阶段电流包络是平直的，但每个Ts的平均电流为正弦，这有利于降低开关管电流应力。解耦电容在[0，π/4]和[3π/4，π]内充电，ic2为正；[π/4，3π/4]内放电，ic2为负。

图8 LC滤波器电流和解耦电容电流波形Fig.8 Current waveforms of filter current and decoupling capacitor

6 结论

本文提出了一种具有功率解耦能力的电流型反激式光伏逆变系统。该结构大大减小了解耦电容值，因此可以使用寿命长、等效串联电阻（ESR）低的薄膜电容代替电解电容。此外，由于该变换器电流的运行特点，有效降低了变压器二次侧开关器件的电流应力。实验结果验证了所提逆变器在单位功率因数下运行的有效性和正确性。