矿用变频器IGBT尖峰电压抑制的协调优化方法

王越，史晗，荣相，蒋德智

（1.中煤科工集团常州研究院有限公司，江苏 常州 213015；2.天地（常州）自动化股份有限公司，江苏 常州 213015）

0 引言

绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）的可靠性对保障矿用变频器稳定运行具有重要作用[1]。由于矿用变频器各部件存在杂散电感，导致IGBT在开关瞬态过程中产生较高的尖峰电压，致使较大的电−热应力长期循环作用于IGBT，易引起IGBT疲劳和随机失效、矿用变频器瘫痪[2-4]。

为抑制杂散电感引起的IGBT尖峰电压，文献[5-8]分析了关键物理结构参数、布局对叠层母排杂散电感的影响规律，并提出优化设计方案；文献[9-10]基于栅极控制抑制IGBT尖峰电压，但含有较多的有源电路，易受不确定性及干扰噪声的影响；文献[11]采用并联低电感电容的方式抑制IGBT尖峰电压，分析了不同吸收电容的抑制情况及负面影响；文献[12-13]采用电阻、电容及二极管构建剩余电流装置（Residual Current Device，RCD）型吸收电路，分析了电阻和电容参数对尖峰电压抑制效果的影响；文献[14]通过改变栅极驱动电阻抑制IGBT尖峰电压。然而，上述研究未揭示各类措施之间的协调统一关系及协调优化准则。

本文在分析杂散电感对IGBT电−热性能影响的基础上，提出IGBT尖峰电压抑制的协调优化方法，通过分析母排结构参数、栅极驱动电阻、吸收电路对IGBT尖峰电压、功率损耗的影响，提出以栅极驱动电阻和交流母排长度为决策变量，以IGBT最高结温、散热器表面最高温度下IGBT尖峰电压最小为优化目标，采用BP神经网络−带精英策略的非支配排 序遗传算法（Elitist Non-dominated Sorting Genetic Algorithm，NSGAⅡ）（以下称BP−NSGAⅡ）实现矿用变频器综合性能优化。通过试验验证了该方法可有效降低杂散电感引起的矿用变频器IGBT尖峰电压。

1 杂散电感对IGBT电−热性能的影响

以BPJ5−630−1140型矿用四象限变频器为研究对象，引入直流电容、IGBT及各类连接件的杂散电感，建立考虑杂散电感的矿用变频器主电路拓扑等效模型，如图1所示（以逆变单元为例，整流单元在主电路拓扑上完全相同）。UDC为直流电压；C为直流电容；LC为直流电容的杂散电感；LDC1+，LDC2+和LDC1−，LDC2−分别为直流母排正负极的杂散电感；LDCU+，LUV+，LVW+和LDCU−，LUV−，LVW−分别为交−直流连接母排正负极的杂散电感；LK++，LK−～（K为U，V，W）分别为交流母排上桥臂正负极的杂散电感；LK～+，LK−−分别为交流母排下桥臂正负极的杂散电感。

图1 考虑杂散电感的矿用变频器主电路拓扑等效模型Fig.1 Equivalent model of main circuit topology of mine-used inverter considering stray inductance

1.1 母排杂散电感提取

采用ANSYSQ3D提取直流母排、交−直流连接母排、交流母排的杂散电感。以交流母排（长340 mm，宽130 mm）为例，其电磁场强度分布云图如图2所示，杂散电感随激励频率变化曲线如图3所示。

图2 交流母排电磁场强度分布云图Fig.2 Distribution cloud chart of electromagnetic field intensity of AC busbar

图3 交流母排杂散电感随激励频率变化曲线Fig.3 Variation curvesof stray inductance in AC busbar with excitation frequency

从图2、图3可看出，由于集肤效应和邻近效应影响交流母排的电磁场分布，杂散电感在低频中较大，在高频中逐渐减小，当激励频率增至2 kHz时，杂散电感趋于稳定。取激励频率为2 kHz，交流母排、交−直流连接母排、直流母排的杂散电感见表1。

表1 激励频率为2 kHz时矿用变频器杂散电感Table 1 Stray inductance of mine-used inverter under 2 kHz excitation frequency nH

1.2 IGBT行为模型仿真

利用ANSYS Simplorer建立FZ800R33HE2型IGBT行为模型，并根据图1搭建相应仿真电路。设置输入三相交流电压为1 140 V，基波频率为50 Hz，开关频率为2 kHz，栅极驱动电阻为8Ω。以IGBT1为例，其满载工况下的集−射极电压波形如图4所示。可看出满载工况下，IGBT尖峰电压高达2 854 V，超过直流母线电压（1 611 V）的77.2%。

图4 满载工况下IGBT集−射极电压波形Fig.4 Collector-emitter voltage waveform of IGBT under full load condition

矿用变频器主电路拓扑无杂散电感与有杂散电感（取表1数值）时IGBT开关瞬态曲线如图5所示。对其进行积分运算，取单个脉冲周期，得到IGBT损耗计算结果，见表2。

图5 IGBT开关瞬态曲线Fig.5 Transient curvesof IGBT switch

表2 IGBT损耗计算结果Table 2 IGBT losscalculation results W

由表2可知，矿用变频器主电路拓扑有杂散电感时，IGBT的开通损耗较无杂散电感时减小，关断损耗、导通损耗及总功率损耗增大。

采用ANSYSIcepak有限元表征矿用变频器散热系统的温度分布情况，分析杂散电感对IGBT散热性能的影响。设置环境温度为30℃，水流量为18 L/min，得到IGBT及水冷散热器的温度云图，如图6所示。可看出矿用变频器主电路拓扑无杂散电感时，散热器表面最高温度、IGBT最高结温、出水口温度分别为65，75，37℃，有杂散电感时分别为72，84，38℃，较之前分别增大10.8%，12%，2.7%。

图6 IGBT及水冷散热器温度云图Fig.6 Temperature cloud chart of IGBT and water-cooled radiator

综上，较大的杂散电感导致IGBT尖峰电压急剧增大，使IGBT总功率损耗增大，产生过温升现象，易引起IGBT疲劳失效。

2 IGBT尖峰电压抑制及其协调优化

IGBT尖峰电压可通过优化母排结构参数、增大栅极驱动电阻、设计吸收电路等方式进行抑制。结合水冷散热系统，随着交流母排结构参数变化，IGBT间距发生改变，最终影响温度分布。调整栅极驱动电阻会改变IGBT功率损耗，最终反映为温度变化。因此，以尖峰电压和温度作为协同优化的目标参量。根据行业相关温升标准，确定优化指标为30℃环境温度下，散热器表面最高温度在55～65℃、IGBT最高结温在74～80℃范围内的尖峰电压最小值。

2.1 IGBT尖峰电压抑制影响因素分析

2.1.1 母排结构参数

由表1可知，交流母排的LK++和LK～+明显大于其他部分和交−直流连接母排、直流母排杂散电感，因此重点讨论交流母排结构参数对LK++，LK～+的影响。交流母排结构模型如图7所示。

图7 交流母排结构模型Fig.7 Structural model of AC busbar

采用ANSYSQ3D仿真分析交流母排结构参数对杂散电感及尖峰电压的影响。交流母排长度、宽度与LK++，LK～+的对应关系如图8所示。可看出杂散电感与交流母排长度呈正相关，与宽度呈负相关。这是由于交流母排长度越小，则电流耦合回路面积越小，对应的杂散电感越小；交流母排越宽，相当于并联的杂散电感越多，使得总杂散电感减小。

图8 交流母排长度、宽度与杂散电感对应关系Fig.8 Corresponding relationship between ACbusbar length or width and stray inductance

取栅极驱动电阻为8Ω，满载工况下，采用ANSYSSimplorer得到交流母排长度、宽度与IGBT尖峰电压、功率损耗的对应关系，如图9、图10所示。可看出IGBT尖峰电压和功率损耗随交流母排长度增大而增大，随宽度增大而减小，且功率损耗随母排结构参数变化基本呈线性关系。此外，交流母排宽度对IGBT布局和散热性能无影响，为减少协调优化过程中的决策变量，选定交流母排宽度为200 mm。

图9 交流母排长度、宽度与IGBT尖峰电压的对应关系Fig.9 Corresponding relationship between ACbusbar length or width and IGBT peak voltage

图10 交流母排长度、宽度与IGBT功率损耗的对应关系Fig.10 Corresponding relationship between AC busbar length or width and IGBT power loss

2.1.2 栅极驱动电阻

FZ800R33KF2C为第2代平面栅式IGBT，可通过增大栅极驱动电阻来减小电流变化率，从而降低IGBT尖峰电压。利用ANSYSSimplorer仿真得到栅极驱动电阻、交流母排长度与IGBT尖峰电压、功率损耗的对应关系，如图11、图12所示。可看出IGBT尖峰电压随栅极驱动电阻增大而减小，当栅极驱动电阻为4Ω时，最大尖峰电压为3 104 V，将栅极驱动电阻增大至16Ω，最大尖峰电压减小为2 428 V；随着栅极驱动电阻增大，IGBT功率损耗逐渐增大。

图11 栅极驱动电阻、交流母排长度与IGBT尖峰电压的对应关系Fig.11 Corresponding relationship between gatedrive resistanceor ACbusbar length and IGBT peak voltage

图12 栅极驱动电阻、交流母排长度与IGBT功率损耗的对应关系Fig.12 Corresponding relationship between gate drive resistance or AC busbar length and IGBT power loss

2.2 吸收电路设计

设计二极管钳位式吸收电路，如图13所示（以U相为例），利用二极管钳制瞬变电压，以减小吸收电容C1，C2引起的电压谐振。

图13 二极管钳位式吸收电路Fig.13 Diode clamped absorption circuit

采用ANSYSSimplorer仿真分析吸收电容对尖峰电压抑制效果的影响。选取吸收电容为0.5，1，2，3µF，电感为0.1µH，不同吸收电容时IGBT关断波形如图14所示。可看出随着吸收电容增大，IGBT尖峰电压减小，振荡周期增大，振荡现象减弱，但进一步增大电容时抑制效果已无明显改善。考虑体积和成本，选定吸收电容为2µF。

图14 不同吸收电容时IGBT关断波形Fig.14 IGBT turn-off waveforms with different absorption capacitances

采用吸收电路后，栅极驱动电阻、交流母排长度与IGBT尖峰电压、功率损耗的对应关系如图15、图16所示。可看出与图11、图12相比，二极管钳位式吸收电路对不同栅极驱动电阻和交流母排结构参数下的IGBT尖峰电压均有一定的抑制作用，同时可降低IGBT功率损耗。

图15 采用吸收电路后栅极驱动电阻、交流母排长度与IGBT尖峰电压的对应关系Fig.15 Corresponding relationship between gatedrive resistanceor AC busbar length and IGBT peak voltageafter using absorption circuit

图16 采用吸收电路后栅极驱动电阻、交流母排长度与IGBT功率损耗的对应关系Fig.16 Corresponding relationship between gatedrive resistanceor ACbusbar length and IGBT power lossafter using absorption circuit

2.3 基于BP−NSGAⅡ的多目标极值寻优

根据图15、图16，结合水冷散热系统，可将功率损耗进一步转换为最高结温。此外，随着交流母排长度减小，IGBT纵向间距减小，散热器表面最高温度增大。因此，以栅极驱动电阻和交流母排长度作为决策变量，采用BP−NSGAⅡ实现IGBT尖峰电压、最高结温及散热器表面最高温度（三者相互矛盾，呈现此消彼长的趋势）的多目标极值寻优。BP−NSGAⅡ主要包括BP神经网络训练拟合和NSGAⅡ寻优，流程如图17所示。

图17 BP−NSGAⅡ实现流程Fig.17 BP-NSGAⅡrealization process

根据决策变量与优化目标的仿真数据训练BP神经网络，使训练后的BP神经网络能准确预测目标函数的输出，用于NSGAⅡ的非支配排序和拥挤度计算。设置6个隐含层，每个隐含层具有200个神经元。取迭代步数为20 000，BP神经网络训练拟合效果如图18所示。可看出20 000次训练下的BP神经网络具有较好的收敛性和拟合性，以散热器表面最高温度为例，最小均方根误差仅为0.006℃2，相关系数达0.999 36。

图18 BP神经网络训练拟合效果Fig.18 Fitting effect of BPneural network training

设置种群数量为50，迭代步数为500，交叉、变异概率分别为0.9和0.1，得到BP−NSGAⅡ的帕累托解集，如图19所示，其中红色虚线区域为设计指标对应的映射区间。可看出在散热器表面最高温度为55～65℃、IGBT最高结温为74～80℃时，IGBT尖峰电压最小值为1 861 V。此时，所选定的栅极驱动电阻为5 Ω，交流母排长度为300 mm、宽度为200 mm。

图19 BP−NSGAⅡ的帕累托解集Fig.19 Pareto solution set of BP-NSGAⅡ

3 试验验证

3.1 双脉冲试验

为验证IGBT行为模型的正确性，搭建双脉冲试验平台，如图20所示。脉冲发生器微控制单元选用TMS320F28035数字处理器。

图20 双脉冲试验平台Fig.20 Double-pulseexperiment platform

当线路中仅接入交流母排时，分别调节母线电压至1 100，1 300，1 500，1 700 V，采用罗氏线圈、示波器等测量IGBT的开通和关断波形，如图21所示。

图21 双脉冲试验波形Fig.21 Double-pulse experimental waveforms

采用ANSYSSimplorer建立双脉冲仿真电路模型，在相同条件下得到IGBT的开通和关断波形，如图22所示。仿真与试验波形的尖峰电压对比见表3。

由图21、图22、表3可看出，仿真与试验波形在趋势上保持高度一致，验证了IGBT行为模型能准确反映IGBT的开关特性，且不同母线电压下的尖峰电压误差仅为2.2%，0.7%，0.3%，3.4%，具有较高的仿真精度。

图22 双脉冲仿真波形Fig.22 Double-pulse simulation waveforms

表3 仿真与试验波形的尖峰电压对比Table 3 Comparison of peak voltagesbetween simulated waveformsand the experimental ones

3.2 IGBT关断电压试验

为验证本文方法对IGBT尖峰电压的抑制效果，搭建矿用变频器加载试验平台，如图23所示。

图23 矿用变频器加载试验平台Fig.23 Mine-used inverter loading experiment platform

以IGBT1为例，满载工况下IGBT关断电压试验波形如图24所示。可看出优化前IGBT尖峰电压高达2 856 V，优化后为1 856 V，降低了35%，有效提高了IGBT及矿用变频器的运行可靠性。

图24 IGBT关断电压试验波形Fig.24 Experimental waveforms of IGBT turn-off voltage

4 结论

（1）分析了杂散电感对IGBT电−热性能的影响：较大的杂散电感导致IGBT尖峰电压急剧增大，使IGBT总功率损耗增大，产生过温升现象，易引起IGBT疲劳失效。

（2）提出了IGBT尖峰电压抑制的协调优化方法：①分析母排结构参数、栅极驱动电阻对IGBT尖峰电压、功率损耗的影响，根据影响趋势的相关性选定部分参数，以减少决策变量。②设计二极管钳位式吸收电路，通过试验验证该电路可降低IGBT尖峰电压和功率损耗。③采用BP−NSGAⅡ实现包括IGBT尖峰电压、最高结温及散热器表面最高温度在内的综合性能优化。

（3）通过试验验证了所提方法可有效降低杂散电感引起的IGBT尖峰电压，降幅达35%，为矿用变频器的安全、稳定、可靠运行提供了保障。