基于SDLVA的毫米波前端接收组件

万 易,倪大海,管 飞,陈 坤,尹红波

(中国船舶集团有限公司第七二三研究所,扬州 225101)

0 引 言

随着现代雷达技术的发展,电子对抗将面临更加复杂多变的电磁环境。在这样的电磁环境中,将外部各辐射源信号分选、分析和识别,并准确无误地告警,是十分复杂而又艰巨的任务[1]。另外,由于雷达辐射源方位不受雷达自身控制,因此需要对雷达辐射源逐个脉冲方位瞬时测量。比幅测向技术作为传统测向技术之一,较相位测向在方位上具有更高的截获概率。同时在频域上可以进行宽开,瞬时带宽很宽,设备相对简单,易于各种平台的移植,在现代侦察告警设备中得到了广泛的应用。本文设计了一种基于连续检波对数视频放大器(SDLVA)的K/Ka波段(18～30 GHz)前端接收组件,该组件由4个前端处理通道以及1个本振源组成,每个通道都具有较高的灵敏度以及较大的线性动态范围,并且可以动态拓展,通道之间具有很高的一致性。

1 K/Ka波段前端接收组件设计

1.1 检波方案选择

从技术要求来看,需要将毫米波信号转换成视频信号。经研究,目前有2种方法可以实现这种转换,一是直接在毫米波进行检波;二是将毫米波信号进行混频,然后在低频段进行检波。

毫米波直接检波可以通过以下2种方法实现:

(1) 使用同轴检波器,该检波器体积较大,安装时需要进行焊接引线,不利于同单片式微波集成电路(MMIC)芯片进行电路级集成;

(2) 使用毫米波检波二极管,后接对数放大器,但是单级使用的动态范围偏小,只有30 dB,不能满足使用要求。

目前的低频段检波技术较为成熟,通过使用隧道二极管、对数放大器、运算放大器以及动态拓展的方式,可以实现6～18 GHz的60 dB大动态检波,但是体积较大,达到了89 mm×63.5 mm,无法在较小的体积中集成4路。而且,该电路集成度过高,容易引起自激,调试工作量大。经调研发现,采用SDLVA(该放大器利用多级放大器串联或并联相加形成近似对数放大特性)可以获得较好的结果。

图1为多级串联相加对数放大器框图,其中每级都是1个线性限幅放大器(A1～A6)。当输入信号弱时,放大器各级均未饱和,此时总增益达到最高。随着输入信号的幅度逐渐增大,从末级开始,各级放大器依次进入饱和状态,总增益逐渐降低。

由于每一级检波单元都对应着一段幅度特性区域,各个对数单元随着输入功率增强严格逐级地工作在对数状态下。如图2所示,此时SDLVA的对数动态范围即为各级的对数动态范围之和[2]。

图2 连续型逼近近似对数曲线

图3 原理框图

本文选用的放大器可以完成对0.5～18.5 GHz的射频信号的对数检波,动态范围的典型值有67 dB,满足技术要求的各项指标;外围集成后的体积只有4 mm×4 mm,满足多片集成要求。

基于上述分析,生成原理框图如3所示[3]。

1.2 混频方案选择

整个毫米波前端接收组件的电路设计都是围绕SDLVA展开,由于工作频率在18 GHz以上,超过了该芯片的工作带宽,需要变频,将接收频率搬移到18 GHz以内。通常的变频组件都会涉及带内杂散和谐波这2项指标,由于该组件变频后直接进行视频检波输出,因此需要评估杂散和谐波这2项指标对视频输出的影响。为了模拟简单的杂散和谐波信号,评估测试板利用2台信号源通过功分器合成后输入至SDLVA。

经过评估测试,发现杂散和谐波主要对检波信号幅度抖动有影响,即影响检波信号的峰峰值和信噪比。杂散和谐波功率越大,检波信号抖动越厉害。详细测试结果见表1。由表1可知,混频产生的杂散信号不能跟主信号重叠,如果变频方案无法避免,对该杂散的抑制不能低于25 dBc。

表1 SDLVA评估板测试结果

综合考虑,射频信号的瞬时带宽有12 GHz,同时需要保证中频信号在18 GHz以内,且为了在中频端对射频信号能够有足够的抑制,中频的最高频点离18 GHz不能少于2 GHz。最终选择高本振方案,并由此可以得出,会落在中频带宽内的杂散信号有5类,分别是2LO-3RF,3LO-3RF,2LO-2RF,2RF-LO以及3RF-2LO。其中,只有3RF-2LO组合产生的杂散会同中频主信号重叠,其它杂散离中频主信号都较远,可以不做考虑。调研后,选用混频器ML1-1644,该芯片的变频损耗在整个工作带内的波动不超过2 dB,同时对3RF-2LO的抑制达到了71 dBc,可以满足不低于25 dBc的要求。

1.3 灵敏度设计

组件的设计要求:在-65 dBm输入时,视频输出的信噪比能达到200 mV以上,瞬时动态达到47 dB以上。在2～14 GHz频段内,SDLVA的线性动态范围、噪底功率和噪底电平如表2所示。

表2 SDLVA相关指标

关于信噪比指标,需要考虑的噪声有两方面:一方面是射频链路引进的噪声;另一方面是SDLVA自身的噪声。射频链路的噪声可以通过下面的计算公式得到[4]:

PdBm=-174+10lgB+G+fN

(1)

式中:PdBm为射频链路的噪声输出功率;B为工作带宽,此处为12×109Hz;G为射频链路增益;fN为噪声系数。

为了满足组件的瞬时动态达到47 dB,结合表2,可以得到如下的关系:

-65 dBm+G(dB)≥-58 dBm

(2)

-18 dBm+G(dB)≤+2 dBm

(3)

为了满足组件在-65 dBm输入时的信噪比>200 mV,需要满足:

-65 dBm+G(dB)-PdBm>200 mV/LS

(4)

式中:LS为视频检波的对数斜率,此处的SDLVA后接了增益为4的运放,此时的对数斜率LS为60 mV/dB。

为了使组件在-65 dBm输入时的线性度尽可能好,需要满足:

PdBm≥-58 dBm

(5)

结合式(1)～式(5),可以得出:

fN(dB)<5.67 dB

(6)

16 dB-fN(dB)

(7)

整个射频链路只要满足式(6)和(7),即可实现组件的灵敏度和线性动态范围。

1.4 链路预算

射频信号经K-2.92 mm电缆头馈入射频通道,经开关动态选择控制(0/20 dB),高通滤波,低通滤波,数控衰减,低噪声放大,下变频,滤波,检波输出。

本振通道由8 GHz锁相源输出,经滤波、放大、倍频、滤波、功分为4路,最后每路信号经倍频、放大、滤波输出驱动混频器。

根据上述分析可知,由于30 GHz对应的噪声系数最差,如果该点能够满足技术要求,则其它频点也肯定能满足要求。经计算,30 GHz频点对应的噪声系数为5.15 dB,增益为15.3 dB,满足上面式(6)和式(7)的分析要求。

2 加工及测试

2.1 电路结构

在较小的体积中设计4路电路,每一路都包含射频放大电路、灵敏度控制电路、混频电路、中频放大电路、温补单元以及检波电路等,同时集成了锁相源、倍频功分电路以及整个组件的电源控制电路,采用传统的射频电路和控制电路分腔设计方法,无法满足要求。

如图4所示,整个腔体分为A面和B面。其中B面主要集中了整个组件的电源控制单元和锁相源,两者再分别通过直流过渡和射频垂直过渡到A面;A面则主要集成了射频电路和电路控制,以及检波放大电路。其中A面的射频电路+电源控制采用了混合组装的方法。

图4 电路结构

首先将电源控制的印制板烧结到盒体上,再将射频软基板粘接到印制板上,射频通道之间的隔墙通过锡膏粘接和螺钉固定的方式固定到印制板和盒体上。

这样的装配方式可以大大缩减B面电源控制单元的面积。如图4所示,只需通过几个直流垂直过渡就可以实现对整个组件的控制,使得4路锁相源电路的实现成为可能。

整个组件采用了混合组装工艺,需要注意合理设计温度梯度,方便后期调试及维修的可行性。

2.2 测试结果

整个组件在输入-65 dBm功率时的灵敏度测试结果如图5所示,视频输出电压全频段都在200 mV以上,同频点的视频输出电压一致性不超过150 mV,即通道一致性≤±1.25 dB。

图5 组件灵敏度测试结果

如图6所示,输入功率-65～-18 dBm范围内,视频输出电压的线性度不超过±2 dB,即组件的线性动态范围>47 dB。

图6 组件线性度测试结果

此外,通过控制组件内部的单刀双掷开关以及数控衰减器,将组件的动态范围拓宽到-65～+15 dBm,可以应对复杂多变的电磁环境。

3 结束语

本文简述了当前毫米波侦察环境的复杂性,引出了一种应用于毫米波比幅测向系统的前端接收组件。首先对比了几种可行的检波方法,选择了先变频再检波的方案,检波电路采用SDLVA芯片。接着,制作了SDLVA评估板,分析了杂散和谐波对检波的影响,进而确定了具体的变频方案。然后,分析了SDLVA的灵敏度对射频指标的要求,依此确定了射频链路的噪声系数和增益,并进一步完成了整个链路的设计。最后,根据小型化要求,利用射频电路和电源控制混合设计的方法,完成了电路结构的设计,并提供了一种混合组装工艺。整个组件体积小,集成度高,在动态范围、灵敏度以及一致性等指标方面都达到了较高的要求,具有广阔的应用前景。