一种0.9V低电压低本振功率CMOS有源混频器＊

韦保林 ,戴宇杰张小兴吕英杰

(1.南开大学 微电子学研究所,天津 300457;2.桂林电子科技大学 信息与通信学院, 广西 桂林541004)

1 引 言

随着CMOS工艺尺寸的缩小,供电电压也不断降低,这给模拟和射频电路的设计带来了巨大的挑战。在深亚微米CMOS技术下的主要问题源于供电电压的不断降低,这将导致电路的行为变差[1,2]。不足的电压范围将使越来越多的传统电路结构不能满足接收机的性能要求,甚至有些电路结构不能正常工作,因此,低工作电压电路结构的研究显得越来越重要[1～3]。

混频器是超外差接收机中实现频谱搬移的关键部件,其低电压、低功耗工作对收发机的功耗有重大影响。传统的Gilbert双平衡混频器由跨导级、开关对和负载及尾电流源等四部分构成,有3 ～4个晶体管堆叠,为保证其性能,每一晶体管的漏极与源极之间一般要求有几百毫伏的压降,所以在工作电压小于1 V的深亚微米CMOS工艺下很难适用[1～3]。为适应于低工作电压,文献[ 2]和[ 3]分别研究了不同的折叠式混频器结构,这些混频器在1 V左右的低电压下都能较好地工作,但是还存在电路很难偏置、噪声系数大、工作电流大等缺点[1]。在射频模拟前端电路中,压控振荡器(VCO)的输出缓冲器的功耗一般是VCO本身功耗的3 倍,所以设法去掉VCO的输出缓冲器是降低射频模拟前端电路功耗的一个有效办法,而要去掉VCO的输出缓冲器就要求混频器工作在低本振(LO)功率状态[4]。为实现上述要求,本文设计了一种低电压、低本振功率、低功耗CMOS混频器,并采用MOS管的衬底效应提高其噪声性能与线性指标。在2.4 GHz ISM频段进行验证,证实了其有效性和可行性。

2 衬底效应混频器

2.1 工作原理

图1所示为本文设计的利用衬底效应的低工作电压CMOS双平衡混频器的原理电路(没画出其偏置电路部分)。PMOS管M1 ～M4为开关对,电阻作为输出负载;晶体管 M1 ～M4 的栅极(G)到衬底(B)之间分别由电容C1 ～C4连接。开关对MOS管偏置于夹断区附近,在本振(LO)信号的控制下, M 1(M4)和M2 (M 3)轮流导通将射频(RF)信号切换到负载电阻上实现混频。由于该电路只有负载电阻和MOSFET的源-漏之间消耗直流压降,所以容易工作于低电压情况。

图1 利用衬底效应的双平衡混频器Fig.1 Schematic Diagram of double balancedmixerutilizingbody effect

对于具有开关切换的混频器,其性能很大程度上依赖于开关对的特性,开关对越接近理想,混频器的性能越高[5],所以此处采用衬底效应来改善开关对的特性,以提高混频器的性能。PMOS管的阈值电压可表示为

式中, Vth0是VBS=0时的阈值电压, VBS是衬底到源端的电压, φf是一个物理参数(2φf典型值为0.6 V),γ是一个工艺参数。

由式(1)可见, PMOS管的阈值电压的绝对值 Vthp将随着VBS的变化而变化,所以可以通过改变衬底电压(VB)使 Vthp变化,从而改变开关的性能。

图2所示分别为不采用衬底效应(即衬底直接连接正电源VDD)和采用衬底效应(如图1 所示)两种情况下PMOS管的阈值电压随栅极电压(VG)变化情况。在不采用衬底效应情况下,由于衬底电压VB固定,所以 Vthp基本不随着VG的变化;采用衬底效应(即衬底通过电容连接栅极)时,由于衬底电压VB跟随VG变化,所以 Vthp随着VG的增大而增大。

图2 利用与不利用衬底效应两种情况下Vthp随VG的变化曲线Fig.2 Vthp versus VG between the conventional circuit and body effect utilizing circuit

在图1所示电路中,输入本振(LO)信号从栅极(G)经过电容耦合到衬底(B),使衬底电压随本振电压改变, PMOS管的阈值电压Vthp也随着输入本振信号瞬时改变。当LO的正半周期到来时:M1、M4管的VG上升,导致 VGS下降而 Vthp上升,加快了PMOS管截止条件 VGS< Vthp的满足,使M1、M4进入关断状态的速度加快;M2、M3管的VG下降,导致 VGS上升而 Vthp下降,加快了PMOS管开启条件 VGS> Vthp的满足,使M2、M3进入导通状态的速度加快。可见,通过电容将本振信号从栅极(G)耦合到衬底(B),使衬底电压VB随本振信号变化,可加快开关对的开关速度,使开关对的开关状态更理想,有利于提高混频器的性能。

2.2 噪声和线性特性

混频器的噪声系数、线性度、电压转换增益是相互矛盾的,对不同应用场合的设计应进行不同的折衷考虑。

本文混频器的噪声性能主要由开关管和负载电阻的噪声决定。开关对仅在两个MOS管同时导通时才产生热噪声,所以开关对两个MOS管同时导通的时间越短,引入的噪声越小[5]。当只考虑1/f噪声的作用时,开关对实际上是由大幅度的本振信号(VLO)和主要取决于1/f噪声的噪声电压Vn共同驱动(如图3(a)所示);此时,开关对的输出噪声主要是开关对以2fLO的频率对1/f噪声进行采样的结果(如图3(b)所示),在一个本振周期内的平均输出噪声电流为[5]

式中, Vn为MOS的1/f噪声, T为本振周期, I是开关对的总直流电流, S为本振电压在过零点处(即开关对在开关转换时刻)的斜率。

由式(2)可见,在一定的工作电流、本振频率以及器件1/f噪声下,可通过增大本振电压在过零点处的斜率S来降低开关对的输出噪声。本文利用衬底效应提高开关对MOS管的开启和关断速度,实际上就是增大了S,减小了开关对两个MOS管同时导通的时间,有利于降低开关对的输出噪声。

图3 混频器开关对的驱动电压和输出1/f噪声脉冲Fig.3Driving voltage and pulses 1/f noise outputof the switching

线性度是混频器的另一重要性能指标,它对整个接收机的线性性能起着决定性作用。本文双平衡混频器的线性度主要由开关对决定,开关对的输出电流io与输入电压vs存在非线性关系,可用泰勒展式表示为

式中, pn(t)是io～vs非线性关系式的n阶导数,其典型波形如图4所示[6]。在开关管开启时, p1(t)=1, p2(t)=p3(t)=0,在开关管的切换时间段Δ内p1(t)、p2(t)、p3(t)均不等于0,而是与本振幅度和晶体管的特性及偏置电流有关[6]。

图4 p1(t)、p2(t)、p3(t)的典型波形Fig.4 Typicalwaveforms shape of p1(t), p2(t)and p3(t)

混频器电压形式的三阶截断点(VIIP3)可表示为

由上式可见, p3越小,混频器的线性度越高,所以可以通过减小 p3的方法来改善混频器的线性特性[6]。图1所示的双平衡混频器中,衬底效应加快了开关对的开关转换速度,从而减小开关管的切换时间(Δ),使 p3≠0的时间段(Δ)缩短,有利于提高混频器的线性特性。

3 实验结果

为了证实所设计的采用衬底效应的混频器结构的有效性以及以上分析的正确性,采用0.18 μm CMOS工艺对图1所示双平衡混频器进行设计并在2.4 GHz ISM频段仿真验证,同时与不采用衬底效应情况下的混频器(即图1中所有PMOS管的衬底直接连接VDD时的情形)进行比较。在输入射频信号为2.44 GHz、强度为-50 dBm、本振信号为2.45 GHz、中频取10 MHz情况下,两种混频器的噪声性能及线性特性指标的仿真比较结果分别如图5和图6所示。

图5 两种情况下双平衡混频器的单边带噪声(NFSSB)比较Fig.5 Single side-band noise figure(NFSSB)between two cases

图6 两种情况下双平衡混频器的输入三阶截断点(PIIP3)比较Fig.6 Input-referred third-order intercept point(PIIP3)between two cases

图5所示为利用与不利用衬底效应两种不同情况下混频器的单边带噪声系数(NFSSB)与频率的关系曲线。可见,在所有频率点上,混频器的单边带噪声系数(NFSSB)在采用衬底效应时均比不采用衬底效应时低;这是采用衬底效应加快开关对的开关转换速度、减小两个MOS管同时导通的时间的结果。

图6所示分别为采用衬底效应和不采用衬底效应两种情况下混频器的输入三阶截断点(PIIP3),不采用衬底效应时,输入三阶截断点(PIIP3)为-2.08 dBm,而采用衬底效应时PIIP3为-0.6 dBm。可见,采用衬底效应时输入三阶截断点(PIIP3)比不采用衬底效应时高;这是因为衬底效应加快了开关管的开关速度,使开关转换时间(Δ)减小,从而使三阶非线性项 p3≠0的时间段Δ缩短,提高了混频器的线性特性。

图7所示为两种情况下混频器的电压转换增益(Gv)与输入本振功率的关系曲线。两种情况下的电压转换增益(Gv)最大点均在本振(LO)功率为-5 dBm处,利用衬底效应时电压转换增益(Gv)最大为Gv=12.4 dB,不利用衬底效应时电压转换增益(Gv)最大为Gv=13.3 dB。可见,利用衬底效应提高噪声和线性性能的同时,混频增益有所下降,这说明电压转换增益(Gv)和线性特性两者是相互矛盾的。

图7 两种情况下双平衡混频器的电压转换增益(Gv)Fig.7 Voltage conversion gain(Gv)between two cases

表1列出了所设计的采用衬底效应的双平衡混频器的一些主要性能指标,并与不采用衬底效应情况进行了比较。可见,采用衬底效应,使衬底电压随本振电压变化,确实可以加快开关对的转换速度,从而提高混频器的噪声和线性性能。

表1 两种情况下双平衡混频器的主要性能指标比较Table 1 Summary and comparison of the performance of the double balanced mixer between two cases

4 结束语

通信IC的设计越来越要求低电压、低功耗、多模式和高性能。通过利用衬底效应使开关管的阈值电压随本振(LO)信号动态改变,使混频器开关对的开关转换速度加快,有利于提高混频器性能。所设计的混频器能工作于0.9 V低电压且功耗仅为0.3 mW,本振功率仅需-5 dBm,有利于简化VCO的输出从而进一步降低射频模拟前端的功耗。实验结果表明,所采用的方法是有效的。

[ 1] VAHIDFOR M B, SHOAEIO.A CMOS low voltage down-convertermixer for sub 1V app lications[ C] //Processing of IEEEMicroelectronics and Electron DevicesWorkshop.Boise:IEEE, 2006:5-6.

[ 2] VIDOJKOVIC V, TANG JV D.A low-voltage foldedswitchingmixer in 0.18-μm CMOS[J] .IEEE J.Solid-State Circuits, 2005, 40(6):1259-1264.

[ 3] WENG RM, WANG JC.A 1V 2.4GHz down conversion foldedm ixer[ C] //Processing of IEEE Asia Pacific Conference on Circuits and Systems.Singapore:IEEE, 2006:1450-1452.

[ 4] KANG H S, LEE SG, PARK C S.A low LO power mixer utilizing the body effect[ J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2007, 17(11):799-801.

[ 5] DARABI H, CHIU J.A noise cancellation technique in active RF-CMOSmixers[J] .IEEE Transactions on Sol-id State Circuits, 2005, 40(12):2628-2632.

[ 6] TERROVITISM T, MAYER R G.Intermodulation distortion in current-commutating CMOS m ixers[ J] .IEEE Transactions on Solid State Circuits, 2000, 35(10):1461-1473.