基于智能功率模块的开关磁阻电机控制器设计

马 迅

(电子科技大学空天科学技术研究院,四川成都 611731)

0 引 言

开关磁阻电机驱动系统(SRD)是一种新型的机电一体化调速系统,集开关磁阻电动机(SR电机)与现代电力电子技术、控制技术为一体,是现代交流调速领域的热门研究课题[1].与传统的交直流传动系统相比,SR电机不但保持了感应电动机的全部优点,而且具有结构简单、坚固,成本低,工作可靠,起动转矩大,调速范围宽,控制灵活等优点[2,3].SRD主要由SR电机、功率变换器、控制器和检测器4部分组成[3,4](见图1).

图1 SRD基本构成示意图

由于本系统控制对象为4相8/6极SR电机,额定功率1.5 kW.在设计时,系统采用“H”桥式功率主电路,用两块IPM并联,简化了硬件电路,提高了系统集成度和可靠度,同时,采用电流、速度双闭环PI控制两相导通模式,电机起动转矩脉动减小,运行更为平稳.

1 功率变换电路设计

在功率变换电路设计上,本文采用“H”桥式功率主电路,该主电路具有最少的开关管数,且结构简单.同时,为了提高系统的可靠性和稳定性,电路采用智能功率模块(IPM)FCAS50SN60作为功率变换器的主电路.额定电流为50A的FCAS50SN60将高压IC(HVIC)和低压IC(LVIC)、IG BT、快速恢复二极管和电热调节器集成在Mini-DIP封装中,其集成的欠电压锁定(UVLO)和短路(SC)保护功能保证其实现出色的可靠性.

图2 功率变换电路基本结构

功率变换电路如图2所示,由两块IPM组成.其中,IG BT1和D1组成IPM1的上侧,IG BT2和D2组成SPM1的下侧.同样,在SPM2中IG BT3,D3组成上侧,IG BT4,D4组成下侧.4个IG BT与二极管的中间分别连接A,B,C,D四相绕组,四相绕组另一端接在一起.

FCAS50SN60为单电源15 V供电,高端IG BT通过自举电路产生的悬浮电源VBS供电.悬浮电源VBS由自举电阻R和自举二极管D对自举电容CBOOT充电(见图3).当 VS被高端开关上拉到较高电压时,由VBS对该自举电容充电,附加在VS电压上.电路的工作原理为,当 VS通过负载被拉到地时,15 V VCC电源通过自举二极管DBS给自举电容CBOOT充电,由此给VBS提供一个浮动电源.

图3 HVIC自举电路

当高端IG BT开通时,自举二极管必须能阻止高压.由于电源最大额定电压值为450 V,加上浪涌电压50 V,再考虑100 V的裕量,故二极管耐压应该在600 V以上,且要求在最小导通时间内对自举电容快速充电,反向恢复时间小于100 ns.因此,本系统自举二极管选择快速恢复二极管UF4007.

当高端IG BT导通时,自举电容两端电压VBS会逐渐减小,电容存储的电量被IG BT等电路消耗.自举电容的选择应满足IG BT导通所消耗的电量,使其不至于进入欠压保护状态,其最小电荷Qbs为,

其中:Qg为栅极电荷总量,f为器件工作频率,Icbs(leak)为自举电容漏电荷,Qls为内部电平转换器所需的电荷工作时,自举电容要能够提供这些电荷,并且保持电压高于IG BT工作电压,这里取最小电容值的2倍.

其中:C为自举电容,Vf为自举二极管正向压降, VGSMIN为最小的栅—源极电压.将参数带入式(1)、(2),计算得 Cbs≥16μF.此外,自举电容又不能太大,否则可能在导通时间内不能达到供电电压,故取Cbs=18μF.

4路DSP输出PWM输入信号,并通过高速光耦T LP2630隔离驱动A、B、C、D相IG BT.兼顾模块工作频率和尽量的减少SRM振动和噪声,故PWM工作频率定为6 kHz.

2 功率变换电路工作模式分析与设计

功率变换电路是电机电能转换为机械能过程的关键执行部件,因此功率变换器对整个系统的运行性能起着至关重要的作用[4,5].对于本文的四相8/6极SR电机采用“H”桥式逆变电路,其有2种斩波工作模式.

2.1 四相斩波工作模式

在一个导通区间内,上下开关管要担任换相任务,同时对上下开关管同时进行斩波控制.具体过程是,Q1和Q2是同时进行开通和关断进行PWM斩波的,当Q1、Q2关断时,相绕组的储能只能通过VD1、VD2续流,回馈电源.其续流途径如图4所示.

图4 “H”桥式逆变电路和四相斩波续流工作模式

2.2 两相斩波工作模式

在一个导通区间内只对上桥臂(或下桥臂)进行PWM斩波控制,而另一个开关管始终处于开通状态.不妨假定只对上桥臂Q1和Q3进行PWM控制.在A、B两相绕组导通区间内,Q1进行PWM斩波控制,Q2始终导通.其续流途径如图5所示.

图5 两相斩波续流工作模式

2.3 电路工作模式设计

对于两相斩波续流模式,以Q1斩波关断,Q3导通为例,因为开关频率很高,τ值较大,每一个斩波过程可以近似看成缓慢的直线下降过程,直至下一次Q1导通.令,L(θ,i)=LA(θ,i)+LB(θ,i),RS为相绕组内阻,忽略开关管内阻和续流二级管内阻可得,

解上式方程,从而得到,

式中,τ=L(θ,i)/RS.

为了确定τ的数量级,以便估算,不妨取,L(θ, i)=50 mH,RS=8Ω,从而得到,τ=6.2 ms.PWM频率为6 kHz,周期约为0.17 ms,远小于τ值,相绕组电流下降缓慢.续流期间,绕组两端电压近似为零,电流下降缓慢,关断相存储的电能没有回馈给电源,相绕组电流平稳,有利于减少转矩脉动.

对于四相斩波续流模式,Q1,Q4同时关断斩波,RS为相绕组内阻,忽略开关管内阻和续流二级管内阻,续流回路可以看作一个电感不为0的零输入二阶电路,可得.

解上式方程,从而得到,

式中

根据叠加原理,

由式(7)可知,电感储能需要向电容单向回馈电能,绕组电流按指数规律衰减得更快.这时,相绕组产生的感应电动势与电源电压方向相反.绕组中电流下降较快,有利于电机换相,但电流上下波动很大,电机脉动较大.

根据四相斩波续流模式和两相斩波续流模式的优缺点,本控制系统低速阶段采用两项斩波续流模式,以减少电机转矩脉动,而电机转速在800 rpm以上时采用四相斩波续流模式.

3 控制策略和信号检测电路

控制系统采用专用电机控制芯片dsPIC33FJ16-MC304型DSC为主控芯片[6],其无缝集成了单片机(MCU)的控制功能和数字信号处理器(Digital Signal Processor,DSP)的计算能力.4路独立的PWM输出,控制电机A、B、C、D相IG BT通断,两路输出在下降沿捕捉光电传感器电平变化,3路AD采样分别采样SR电机转速和霍尔电流传感器信号.

系统起动采用定角度两相电流斩波控制限制电流的幅值.在任一瞬间,有两相同时通电起动,每相通电1/2转子极距角60°.这时,在转子0°～60°的周期内,SR电机各相通电顺序为DA—AB—BC—CD—DA.采用两相同时通电是因为在系统启动瞬间转速为零,因而旋转电动势也为零,若加额定电压直接起动,相电流将过大,由此产生的过大动态冲击转矩可能损坏SRM和功率部分.起动后,系统采用电流内环、转速外环双闭环控制.因为SRD本身具有比较好的动态性能[5],加之系统对瞬态响应要求不高,因此,系统采用PI调节算法.电流内环迅速响应,提高系统的抗干扰性.另外,电流内环提供的限幅值也就是电流允许的最大值,当电机堵转或发生其他过流时电流回路被关断,起保护作用.转速由相邻两个步进脉冲的间隔时间来计算.位置检测采用半数检测方式,两个光电式传感器器相隔15°安装检测转子位置,将两个位置信号接至DSP以计算相对位置和转速.

同时,系统采用3.3 V霍尔电流传感器进行相电流检测,A和C相各接一个电流传感器.将信号入dsPIC33F的ADC引脚产生预先设定的ADC中断并执行中断服务程序,从而实现电流闭环控制.

4 实验结果及结论

4.1 实验结果

本控制系统在MTS-I电机测试系统上进行测试,并对实测数据进行采集、整理,得到了其启动曲线如图6所示.

图6 MTS-I电机测试系统上的启动曲线

图7为MTS-I电机测试系统上的负载响应曲线.如图7所示,该电机在额定状态下,负载超过5 N·M,并且在短时间增加与减少负载的过程中,其回复响应时间均小于1 s,满足了电机的控制要求.同时,在实验测试中,我们使用手持式测速仪在额定电压下测定10组数据再通过Matlab多项式数据拟合得到电机空载闭环调速曲线(见图8).图8曲线表明电机在空载下有较好的调速效果.

图7 MTS-I电机测试系统上的负载响应曲线

图8 空载闭环调速曲线

实验结果表明,本控制系统SR电机转矩脉动较小,运行平稳,电机振动噪声小,静态调速精度较高.

4.2 结 论

控制系统采用dsPIC33FJ16MC304高性能电机控制芯片作为主控芯片,其丰富的外设,简化了外围硬件设计和复杂度;主电路采用“H”桥式结构,并运用两块 IPM并联简化了设计,提高了系统的集成度、抗干扰性、稳定性和可靠性,固定开通角和关断角使用两相同时导通电流PWM斩波起动和运行,系统起动平稳,转矩脉动较小.

[1]纪良文.开关磁阻电机调速系统及其新型控制策略研究[D].杭州:浙江大学,2002.

[2]龚晟,杨向宇,孙明.开关磁阻电机功率变换器主电路拓扑的研究[J].电机电器技术,2003,46(6):17-20.

[3]崔建锋,李玉忍.开关磁阻电动机系统功率变换器的设计[J].微电机,2006,39(1):75-78.

[4]王宏华.开关磁阻电动机调速控制技术[M].北京:北京机械工业出版社,1999.

[5]吴建华.开关磁阻电机设计与应用[M].北京:机械工业出版社,2000.