圆极化／双极化四喇叭单脉冲馈源设计

孙 浩

（船舶重工集团公司723所，扬州225001）

0 引 言

随着飞机、导弹、火箭、人造卫星等技术的发展，对跟踪雷达的跟踪速度、跟踪精度和跟踪距离都提出越来越高的要求，特别是对高速目标在各种极化类型及气候情况下的跟踪测量的要求。近年来，特别是电子战技术的发展，单一线极化工作方式的雷达已经不能满足天线系统在复杂环境下的工作要求，双极化、圆极化跟踪天线可以更好地适应复杂的工作环境，具有广泛的应用前景。四喇叭单脉冲馈源的工作原理如图1所示。

沿轴线接收的目标信号全部进入和支路，而方位差和俯仰差通道信号基本对消。在略高或略低于轴线时，目标接收的信号将在俯仰端输出一不平衡信号，同样，任何一个方位上的误差都会在方位端输出一不平衡信号。在每种情况下信号幅度与相位误差分量成正比，在幅度比较的同时再通过相位比较可以判断出目标所在的位置，从而完成目标跟踪［1］。

图1 四馈源单脉冲天线工作原理

1 圆极化四喇叭单脉冲馈源设计

圆极化四喇叭单脉冲馈源采用结构紧凑、体积小、便于加工的隔板圆极化器来实现，如图2所示。当圆极化波穿过隔板圆极化器到达另一边，隔板将完成TE10模的电场旋转±90°，并提供TE01模90°的相位延时，如图2所示。这样左右旋圆极化电磁波通过隔板后将会转化为线极化，以实现圆线极化转换的过程，原理如图3所示。

图2 隔板圆极化器结构示意图和端口定义

图3 圆极化－线极化转换原理图

通过对隔板圆极化器S参数的分析可以推导出影响隔板圆极化器隔离与轴比特性的因素，为仿真设计提供指导和参考，在隔板圆极化器S参数矩阵中，由结构对称、场型特点以及无耗网络的幺正特性可以推出：s11＝s22，又由隔板圆极化器自身特点可理想地认为：

得出：

从而得出：

由式（1）可以得出：尽量减小公共端反射系数才能提高端口隔离。

影响隔板圆极化器轴比的主要有2个因素：（1）s13和s14幅度不一致；

（2）s13和s14相位差偏离90°。

由s13和s14幅度不一致产生的轴比为：

由s13和s14相位差偏离90°产生的轴比为：

工程上近似认为隔板圆极化轴比为：Ra＝（Ra1＋Ra2）。由分析可得：如果使s13和s14相位差偏离90°时，Ra2＝0，轴比Ra＝Ra1。为提高天线轴比性能，应尽量减小公共端反射系数。

通过全波分析方法对模型（见图4）进行了仿真优化，实现了优良的单脉冲天线性能和良好的圆极化轴比［2－3］。由仿真结果（见图5～图9）可以看出，天线在整个要求的频带内驻波比≤1.14，隔离度＞20dB，天线零深＜－30dB，轴比＜1.1dB，交叉极化电平＜－25dB。

图5 馈源驻波曲线图

图6 馈源左右旋圆极化隔离

图7 馈源和差方向图及交叉极化电平

2 双极化四喇叭单脉冲馈源设计

图10给出了正交模耦合器（OMT）的原理示意图，其主要工作原理是利用电磁波极化的正交性，将公共端正交的电磁波分离开来或将两正交极化的电磁波由一公共端发射出去［4－6］。

矩形波导中 TEmn的截止波长［7，8］：

图8 馈源轴比曲线

图9 馈源轴比方向图

图10 正交模耦合器原理图

式中：a为矩形波导宽边长；b为矩形波导窄边高。

公共端一般采用方波导或圆波导，本文采用方波导虚拟对称结构的膜片正交模耦合器（OMT）。为了保证只传输TE10和TE01模，而不传输TE11和TM11，需公共端方波导边长a满足：

同样膜片对极化方式与膜片平行的电磁波的衰减量为：

式中：a为衰减常数；l为膜片长度。

通过全波分析方法对模型（见图11）仿真优化，实现了优良的单脉冲天线性能和良好的极化隔离。

由仿真结果（图12～图14）可以看出，天线在整个要求的频带内驻波比≤1.45，隔离度＞48dB，天线零深＜－30dB，交叉极化电平＜－25dB。

3 单脉冲馈源馈电网络设计

图11 双极化四喇叭单脉冲馈源仿真模型

图12 馈源驻波曲线

图13 馈源极化隔离曲线

图14 馈源和差方向图及交叉极化电平曲线

在单脉冲雷达工作体制中，为形成单脉冲测距、测角的和差波束，高性能的和差馈电网络设计也变得尤为重要。本文设计的单脉冲天线馈电网络使用波导和差比较器，共由4个魔T组成，其示意图如图15所示［7，9］。在天线工作的频段上，和差比较器通常应符合下列要求：

图15 四魔T单脉冲和差比较器原理图

（1）端口驻波要尽可能小，特别是和路端口，一般要求各端口驻波比≤1.25；

（2）和端口到各输出端之间的信号传输应等幅同相，幅度偏差应≤0.2dB，相位偏差应≤3°；

（3）差端口与各个输出端之间传输应等幅反相，幅度偏差≤0.2dB，相位偏差应≤3°；

（4）和端口与差端口相互隔离，隔离度应尽量大，不小于30dB。

在进行结构设计时，通过使用折叠E－T和折叠H－T大大减小了和差比较器的体积。通过全波分析软件优化仿真，得到了理想的和差比较器的性能。性能曲线如图16所示。

图17～图20分别给出了和差比较器的各项指标，通过曲线可以看出：和差比较器各端口驻波比≤1.25；和端口到各输出端口幅度起伏≤0.2dB；相位偏差≤0.3°；和差端口隔离度＞40dB。

图16 单脉冲和差比较器仿真模型

图17 和差比较器驻波曲线图

图18 和差比较器幅度一致性曲线

图19 和差比较器相位比较

4 结束语

图20 和差比较器极化隔离曲线

单脉冲跟踪天线的跟踪精度高，圆极化、双极化跟踪天线可以满足系统在较复杂工作环境下的工作需求，提高天线在特定电磁环境下的性能，具有较广泛的应用前景。隔板圆极化器可以同时实现左右旋圆极化变换，结构紧凑，加工方便，并且电性能指标也比较理想；正交模耦合器可以实现极化分离，在双极化和变极化系统中应用比较广泛；性能优良的单脉冲和差比较器是实现单脉冲雷达测距、测角的关键。本文所设计仿真的圆极化、双极化四喇叭单脉冲天线以及单脉冲和差比较器性能优良，各项指标均能满足设计要求，具有广泛的应用前景。

［1］谢处方，邱文杰.天线原理与设计［M］.西安：西北电讯工程学院出版社，1985.

［2］徐继东.隔板圆极化器设计及S参数分析［J］.现代雷达，2005，27（8）：52－53.

［3］施小波，席晓丽，刘江帆.Ka波段隔板圆极化器设计［A］.2009年全国天线年会论文集（下）［C］，2009：979－982.

［4］Boifot E A M，Schaug－Pettersen Lier T.Simple and broadband orthomode transducer［J］.IEE Proceedings，1990，137（6）：396－400.

［5］Goutam Chattopadhyay，Byron Philhour，Carlstrom John E，Sarah Church，Andrew Lange，Jonas Zmuidzinas.A 96－GHz ortho－mode transducer for the polatron［J］.IEEE Microwave and Guided Wave Letters，1998，8（12）：421－423.

［6］Tian－LingZhang，Ze－HongYan，LeiChen，Fang－Fang Fan.Design of broadband orthomode transducer based on double ridged waveguide［A］.ICMMT 2010Proceedings 2010IEEE［C］，2010：765－768.

［7］廖承恩.微波技术基础［M］.西安：西安电子科技大学出版社，1994.

［8］梁昌洪，谢拥军，官伯然.简明微波［M］.北京：高等教育出版社，2006.

［9］David M Pozar.微波工程［M］.张肇仪，周乐柱，吴德明，等译.北京：电子工业出版社，2008.