船舶电力推进变频器AFE仿真研究

张利军

● （海军驻南京地区航天机电系统军事代表室，南京 210012）

船舶电力推进变频器AFE仿真研究

张利军

● （海军驻南京地区航天机电系统军事代表室，南京 210012）

有源前端(AFE)在船舶电力推进变频器中有较为广泛的应用，AEF具有功率因数校正功能，且具有好的电流谐波特性，允许功率双向流动，可以去除制动电阻，节约成本。文章在MATLAB/Simulink中搭建了带有源前端的变频器仿真模型，拖动异步推进电机，取得良好的控制效果。

电力推进；变频器；有源前端；AEF仿真

0 引言

在中低压船舶电力推进领域，交-直-交结构是主流的变频器电路拓扑。交直交变频器主要分为两类，一类前端采用二极管不控整流，另一类前端采用AEF结构，即双PWM变频器[1]。

双PWM变频器的AEF有源前端具有功率因数校正功能，且允许能量双向流动，方便推进电机4象限运行，因此在中小功率推进场合，正得到越来越广泛的应用。

本文在MATLAB/Simulink中搭建了双PWM变频器的仿真模型，用其拖动一个异步电机，设计了网侧 AEF有源前端和推进电机侧PWM逆变器的控制策略。AEF有源前端采用了电压、电流双闭环控制，电机采用转子磁链定向的矢量控制。分析了双PWM变频器的网侧谐波和中间电容电压稳定性，以及推进电机的加速、制动时特性。

1 双PWM变频器的数学模型和控制策略

图1 双PWM变频器推进系统原理图

双PWM变频器由电压型AEF有源前端、直流电容及电压型PWM逆变器组成。电路结构如图1所示。

1.1 网侧AEF有源前端的数学模型及其控制[2]

网侧AEF有源前端在d-q坐标系下的数学模型为：

式中，Vd、Vq分别为网侧AEF有源前端交流输出电压的d轴分量和q轴分量；L为滤波电感的感值，R为滤波电感的电阻；Esd、Esq为电网电压。

式（1）表明，d、q轴电流除受控制量Vd、Vq的影响外，还受到电流交叉耦合项ωLid、ωLiq和电网电压Esd、Esq的影响。为了消除d、q轴之间的电流耦合和电网电压扰动，采用前馈解耦控制，电流调节器采用PI调节器，则电压控制方程为：

式中，、分别为网侧有功电流和无功电流的参考值。

忽略线路损耗和变流器开关损耗，有：

式中，p为变流器发出的有功功率。根据式（3）可得：

式中，m为变流器调制度（变流器交流侧输出基波相电压幅值与直流侧电压之比）；δ为变流器交流侧输出基波相电压与电网相电压的相位差。

图2 AEF有源前端控制框图

直流电压控制环节可采用如下控制规律：

则AEF有源前端的控制框图如图2所示。

1.2 感应电机的数学模型的及其矢量控制[3,4]

转子磁场定向矢量控制系统中，d-q坐标系与转子磁链矢量ψr同步旋转（旋转角速度为同步角速度ωe），并使d轴与转子磁链重矢量合。

对异步电动机的定子电压方程、定子磁链方程，转子电压方程、转子磁链方程进行变换。数量异步电机转子短路，转子电压为0；消去转子磁链，得到定子电压方程为：

其中，为磁链控制器给出的励磁电流给定；为转速控制器给出的转矩电流给定。

由电压方程和磁链方程可得：

可以设计磁链控制器形式为：

其中，为给定磁链。

根据运动方程和转矩方程可得：

式中，Tm为负载机械转矩；p为电机极对数；J为电机轴上的等效转动惯量。可以设计转速控制器的形式为：

式中，为给定机械角速度。

则按转子磁链定向的异步电机矢量控制框图如图 3所示。

图3 按转子磁链定向的异步电机矢量控制框图

2 仿真分析

推进电机为异步电机，额定电压 400V，额定功率165kW，额定转速 1489r/min，这里假设电机轴上等效的转动惯量 4kg·m2。网侧 AEF有源前端滤波电感选为0.3mH，中间直流电容取9900μF，开关周期选为4kHz；电机侧PWM逆变器的开关周期选为3kHz。

在MATLAB/Simulink仿真环境中，按以上参数搭建了双PWM变频器的模型。仿真中电网电压相位采用基于同步旋转坐标系的锁相环（SRF-PLL）获得，采用转子磁链的电流模型来求取转子磁链的幅值和空间位置。

1）当电机在负载转矩为额定转矩 1050N·m（负载转矩方向与转速方向相反）时，从0加速到额定转速的仿真结果。

图 4可以看到电机经历一个加速过程后达到额定转速；在加速过程中电磁转矩大于负载转矩，电机电流大于额定电流，加速阶段结束后，电磁转矩等于负载转矩，电机电流将为额定电流；还可以看到，加速过程中电机电流的频率有一个上升的过程。

图5可以看到，在电机加速过程中，双PWM变频器网侧电流慢慢增大，加速过程结束后变频器电流下降并稳定；加速过程中，系统功率在增大，加速过程结束后功率下降并稳定；系统无功功率为0，实现了单位功率因数。

图4 电机定子电流、转速、电磁转矩

图5 电网电压、AFE网侧电流、系统总功率

图6可以看出，双PWM变频器网侧AEF有源前端可以保持中间电容电压稳定。

图7可以看到，双PWM变频器网侧AEF有源前端的网侧电流为正弦波，总的电流THD为3.7%，但是低频5、7、9次谐波分量并不显著。

图6 变频器中间直流侧电容电压

图7 网侧电流谐波情况（2.4s～2.5s）

2）当电机在负载转矩为额定转矩 1050N·m（负载转矩方向与转速方向相反）时，从0加速到额定转速，经过再生能量制动，然后反向加速到额定转速时的仿真结果。

图8可以看到，电机在（0, 1s）经历一个加速过程，在加速过程中正向电磁转矩与负载转矩只差作为加速转矩；电机在（2.5s, 2.72s）经历一个能量再生制动的过程；在制动过程中，反向的电磁转矩和负载转矩一起成为制动转矩，因此制动过程很快；电机在（2.72s, 3.6s）经历一个反向加速过程，在反向加速过程中反向电磁转矩与负载转矩之差作为加速转矩，加速过程和正向加速过程相似（不需经历电机启动过程中的磁链建立过程）。

图9可以看到，在（0, 1s）电机加速过程中，双PWM变频器网侧电流慢慢增大，系统功率也在增大；在（1s,2.5s）电机额定转速运行中，双PWM变频器网侧电流稳定，系统功率也稳定；在（2.5s, 2.72s）电机再生能量制动过程中，系统功率为负，即向电网回馈能量；在（2.72s, 3.6s）电机反向加速过程中，双PWM变频器网侧电流慢慢增大，系统功率也在增大；在（3.6s, 5s）电机额定转速运行中，双PWM变频器网侧电流稳定，系统功率也稳定。在整个过程中，系统无功功率为0，实现了单位功率因数。

图8 电机定子电流、转速、电磁转矩

图9 电网电压、AFE网侧电流、系统总功率

图10可以看出，在能量再生制动开始时刻，电容电压有个突增，但很快就重新实现稳定，双 PWM 变频器AEF有源前端可以保持中间电容电压稳定。

图10 变频器中间直流侧电容电压

3 结论

本文从理论上分析了背靠背双PWM变频器的数学模型，并进行了仿真分析，仿真结果表明，双PWM变频器具有好的网侧谐波特性和好的机侧动态特性，可以实现能量的双向流动，适合用在船舶电力推进场合。

[1]马小亮. 高性能变频调速及其典型控制系统[M]. 北京: 机械工业出版社, 2010.

[2]张崇魏. PWM 整流器及其控制[M]. 北京: 机械工业出版社, 2003.

[3]陈伯时. 电力拖动自动控制系统[M]. 北京: 机械工业出版社, 2003.

[4]李永东. 交流电机数字控制系统[M]. 北京: 机械工业出版社, 2002.

Study on AFE Simulation of Marine Electric Propulsion Frequency Converter

ZHANG Li-jun
(Representative Section Stationed at Aerospace Mechanical and Electrical System in Nanjing, Nanjing 210012, China)

Active Front End (AFE) rectifier has a wide range of applications in Marine Electric Propulsion frequency converter.AEF has power factor correction function, and good current harmonics characteristics. Because the active front end rectifier is a bi-directional power flow rectifier, the braking resistor can be removed and the cost can be reduced. In this paper, the electric propulsion simulation model of the frequency converter with AFE rectifier and asynchronous propulsion motor is built under MATLAB / Simulink software. The control effect is excellent with this simulation model.

electric propulsion; frequency converter; active front end; AFE simulation

U664.14

A

张利军（1964-），男，高级工程师。研究方向：船舶电气及控制。