基于复合型单开关PFC 预调节器的设计

姚常青

（陕西工业职业技术学院 陕西 咸阳 712000）

传统的APFC 变换器可以分为两级和单机两种类型，其中两级型PFC 变换器包括前级的PFC 预调节器和后级的DC/DC 变换器。PFC 预调节器的输出电压调节在380 V。因为不对称半桥（AHB）变换器结构简单并具有零电压开关特性，因此要求CPFC的容量需要足够大，以保证在保持时间内AHB变换器的输入电压变化不大，为了减小CPFC的容量，在PFC变换器和AHB 变换器之间加入一级Boost 变换器，从而解决所存在的问题[1]。

1 应用于后级的DC/DC 变换器

一般情况下应用于后级的两级PFC AC/DC 变换器如图1 所示。

图1 两级PFC AC/DC 变换器Fig.1 Two PFC AC/DC converter

在大多数计算机系统中电源都要求要有一定的保持时间。保持时间是指在输入电压突然断电后电源保持输出电压稳定在一定范围内的时间。这项要求可以确保计算机在出现输入故障是有足够的时间备份数据或者切换到不间断电源（UPS）下工作。在此期间，由电源中的储能电容CPFC向负载提供能量。因为输入断电后没有能量输入，所以CPFC的两端的电压会逐渐下降到零。这样后级DC/DC 变换器的输入电压会变化过大，但是AHB 变换器的输入电压变化范围比较小，负责将失去她的一些优点。因此CPFC的容量需要足够大，以保证在保持时间内AHB 变换器的输入电压变化不大[2]。

为了减小CPFC的容量，在PFC 变换器和AHB 变换器之间加入一级Boost 变换器，如图2 所示。正常工作条件下第一级变换器进行功率因数校正，加入的Boost 变换器作为DC/DC 级工作在电流连续模式下。当输入掉电时，加入的Boost变换器能将存储在CPFC上的能量全部传到负载，因此可以大大减小CPFC的容量。但图2 所示的三级结构过于复杂，增加了电路的成本和体积，并且效率不高。为了简化这样的三级结构，可以将前两集合为一级，为此提出了一种复合型单开关PFC预调器[3]。

2 拓扑的提出

图3 所示是一种复合型PFC 预调节器，其中PFC 变换器与Boost 变换器共用开关管VT。当VT 导通时，整流后的交流输入电压通过二极管VD2 向Lb1充电，同时CPFC向Lb2充电。当VT关断后，Lb1通过VD1向CPFC放电，Lb2向负载提供能量。为了获得较高的功率因数，Lb1工作在电流断续模式。电容CB 两端的电压控制在420 V，作为下一级AHB 变换器的输入电压。输入掉电后，Lb1不工作，Boost 变换器将CPFC上储存的能量传递到CB，使其电压稳定在420 V。因此后以及AHB变换器的输入电压基本保持不变，便于她的优化设计[4]。

图2 三级PFCAC/DC 变换器Fig.2 Three PFCAC/DC converter

图3 复合型单开关PFC 变换器Fig.3 Composite single switching PFC converter

因为DC/DC 级Boost 变换器工作在电流连续模式下，占空比并不随负载的变化而马上调节。轻载时占空比不能马上减小，因此输入功率与重载时相同。在半个工频周期内输入能量大于输出能量，多余的能量存储在电容CPFC中，导致其两端的电压急剧上升，需要选用高耐压值的器件。为了保持输出电压不变，电压环开始调节输出电压，这是占空比才开始减小，输入功率也相应减小。只有当输入功率等于输出功率时，这一动态调节过程才能结束。此时CPFC 两端的电压已经高于450 V，不利于选择低成本的电解电容[5]。

图4 改进的复合型单开关PFC 预调节器Fig.4 Improved composite single switch PFC preregulator

3 工作原理

为了便于分析，将图4 中变压器原边绕组N1 用一个磁化电感LM 和一个理想变压器代替如图5 所示。此变压器在半个工频周期内的工作状态可分为3 中模态，即M1、M2 和M3，如图6 所示[7]。

图5 主电路Fig.5 Main circuit

图6 工作模态改进的单开关PFC 预调节器Fig.6 Working modeimproved single switch PFC preregulator

M1：在此模态下，CPFC两端电压UCPFC的反馈信号UN2 大于输入整流电压，即

式（1）中：Upk为输入电压峰值。式（1）表明死区角不仅与UCPFC和Upk有关，还与变压器匝数比K 有关。减小K 值可以提高功率因数和减小输入电流谐波含量。

M2：当输入电压高于反馈电压，即|Ui|≥UN2=KUCPFC时，变换器工作在M2 状态。开关管导通时，Lb1两端的电压等于整流输入电压减去反馈电压UN2，即

因为PFC 级工作在DCM，开关导通期间输入电感电流从零开始线性增加，如图7 所示。此时VD1 反向截止，磁化电流

式（3）表明磁化电流时由CPFC的放电电流和整流电流两部分组成的，CPFC和输入端共同提供磁化能量。

图7 M2 状态下的主要波形Fig.7 M2 state key waveforms

图8 M3 状态下的主要波形Fig.8 M3 state key waveforms

在1个开关周期内输入电流是断续的，磁化电流是连续的，因此开关管截止期间CPFC向负载提供一部分能量[8]。

M3：随着输入电压的增加，在1个开关周期内输入电流将大于磁化电流。此时变换器进入M3 状态，其主要波形如图8 所示。CPFC的充电电流为

在开关导通期间，随着输入电流的线性上升，输入端将同时想磁环电感和CPFC提供能量；在开关截止期间，M3 时的工作状态与M2 时相同。一旦电压经过峰值并减小到一定程度，变换器又将进入M2 状态。随着电压进一步减小，变换器再次进入M1 状态[9]。

4 结论

该复合型单开关PFC 预调器结构简单，并且可以减小储能电容的容量。由于输出电压基本恒定，因此便于下一级DC/DC 变换器（AHB）的优化设计。加附加绕组N2 后，可使CPFC两端的电压420 V，同时使输出电流谐波满足IEC1000-302的要求，使用上述简易电路不但可以减少过冲现象，而且还可以缩短预调节器上电的时间[10]。

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