一种电磁耦合馈电双极化毫米波微带天线设计

宋立众，聂玉明，段舒雅

（1.毫米波国家重点实验室（东南大学），210096南京；2.哈尔滨工业大学（威海）信息与电气工程学院，264209山东威海；3.哈尔滨工业大学电子与信息工程学院，150001哈尔滨）

一种电磁耦合馈电双极化毫米波微带天线设计

宋立众1，2，聂玉明3，段舒雅2

（1.毫米波国家重点实验室（东南大学），210096南京；2.哈尔滨工业大学（威海）信息与电气工程学院，264209山东威海；3.哈尔滨工业大学电子与信息工程学院，150001哈尔滨）

为拓展双极化毫米波天线的带宽，提出一种基于电磁耦合馈电的微带贴片实现方案.采用共面寄生贴片和空间平行寄生贴片将天线单元的阻抗带宽展宽，采用成对反相馈电技术设计2×2的子阵天线，在中心频点37.5 GHz，驻波＜2的标准下，天线阵列的相对带宽为6.13%，隔离度＞30 dB，交叉极化达到-23.6 dB，增益为11.5 dBi.提出的双极化微带天线，具有频带宽、端口隔离度大、交叉极化低、增益高的特点，天线性能符合毫米波双极化天线的一般工程要求.

毫米波；双极化；微带天线；电磁耦合

毫米波的波长短，毫米波雷达的波束宽度较窄，因而具有更高的角分辨力和低仰角跟踪能力.毫米波较宽的可用频带能够提高雷达系统的距离分辨力，距离分辨力提高的同时能够提高毫米波雷达的抗干扰能力.毫米波频带为各种无线应用提供了很多机会，例如35 GHz的被动成像雷达［1］、60 GHz以上的频带可以用在高数据率无线电线路连接和传感应用［2］77 GHz的汽车雷达［3］94 GHz的成像器和辐射器［4-5］等.天线成为毫米波发展的关键部件，毫米波天线也已经有各种各样的应用，例如，宽带高速无线通信系统［6］和自动雷达系统［7］等.毫米波雷达系统要求低剖面、高增益及低成本天线.微带天线具有剖面薄、体积小、重量轻、易共形、能与有源器件和电路进行集成设计、容易实现双频和双极化等性能.基于此，本文研究采用微带天线技术的双极化毫米波天线方案.

如何提高双极化天线的端口隔离度以及交叉极化性能是双极化天线领域中重要的研究内容.双极化的平面馈电方式分两种：一种是共面微带馈电，另一种是缝隙耦合馈电.其中采用缝隙耦合馈电的优点是阻抗带宽比较宽和易于实现双极化辐射特性. Alexandre Perron等设计的天线是将矩形缝隙以“L”型放置，天线端口隔离度为-19 dB，交叉极化为-18 dB［8］.文献［9］设计的矩形缝隙是按“十”字型设置，这种馈电结构由于两个端口的馈线不在同一层介质上，有效的提高隔离度性能，在工作带宽内隔离度改善到22 dB，交叉极化可达到-25 dB以下［9］.

本文研究了电磁耦合馈电的双极化毫米波微带贴片天线，分别采用共面的寄生贴片和空间平行的寄生贴片结构，以达到增加天线的阻抗带宽的目的；利用设计的单元形式组成2×2阵列天线，仿真实现了一个毫米波双极化微带结构的子阵天线.

1 缝隙耦合微带天线的频带展宽

常用展开微带天线带宽的方法有增加基片厚度、降低基板介电常数、加载寄生贴片、开槽和采用阻抗匹配等.本文采用加载寄生贴片的方式进行频带扩展；为更好地实现阻抗匹配，在馈线处加入了一个梯形的结构.寄生贴片可激发与主辐射贴片的谐振频率相邻的频点，结果就是使得天线的有效阻抗带宽得到展宽，这种现象也称为双共振技术.本文在主辐射贴片的两个辐射边缘分别放置寄生贴片，天线上面又加了一层空气层和介质板层，垂直方向所加寄生贴片为正方形.该天线的结构模型见图1.

图1 加载寄生贴片的微带天线结构

最终该天线的尺寸确定为垂直方向寄生贴片的边长为1 mm，共面寄生贴片的长度为2 mm，宽度为1.7 mm.经过仿真优化，该天线的电压驻波比≤2的频率范围约为36.15～43.85 GHz，相对带宽约20.53%.在工作带宽内，S21＜-20 dB，具有很好的隔离度特性.

2 子阵单元设计与仿真

基于上面的设计结论，本文在此部分研究一个四单元子阵的设计与仿真问题.图2为两种2×2阵列天线的不同组阵方式.图2（a）为成对同相馈电方式，即阵列中相邻单元结构是相同并且都是等幅同相馈电；图2（b）为成对反相馈电方式.成对反相馈电技术可以减小天线的交叉极化［10］.相邻单元之间是镜像结构，并且垂直端口或者水平端口之间的馈电是反相的，可使得介质板上的所有单元都受到相同的激励.

图2 阵列天线的不同组阵方式

文献［11］对这两种结构的阵列分别做仿真实验，并对结果进行分析比较.通过比较二者的方向图仿真结果发现：等幅同相馈电阵列的交叉极化电平主要取决于单元的交叉极化性能；而反相馈电阵列的交叉极化性能有了很大的改善.在文献［12］中对利用成对反相馈电的4×4阵列进行详细的数学理论分析，给出天线阵列的辐射方向图方程.在设计中，除天线的交叉极化性能之外还要考虑寄生贴片的位置与单元之间的距离，所以采用成对反相馈电技术.

2.1 馈电网络设计

图3为本文设计的缝隙耦合馈电子阵天线的馈电网络的结构图，采用的正是成对反相馈电.由于相邻的同种极化端口是反相的，所以在馈电网络中需要加入反相器，就是图3中圆圈圈起来的部分，反相器的馈线总和理论上应为λe／2，因为波走过半个波长，相位刚好反相.所以将λe／2=2.865 mm设为反相器的初始值.在HFSS中可以单独对馈电网络进行优化仿真，直到相邻的同种极化的端口之间的相位相差180°，最后优化的得到的结果是反相器的馈线总和为2.2 mm.

馈电网络的设计利用了简单的微带三端口功率分配器.因为两个端口的情况是一样的，以端口1为例进行分析说明.端口1的阻抗为Z0，一分为二后Z1=Z02，继续一分为二后Z2=Z12．子阵天线的端口要求是50Ω的微带线，代入计算可得Z1= 70．7Ω，Z2=90．9Ω．根据微带线的阻抗以及介质板的已知条件：h=0.254 mm和εr=2．2，可计算出：w0=0.80mm、w1=0.45mm、w2=0.27mm.将理论值设为初始值，然后在HFSS中进行仿真优化.最后优化得到的值为：w0=0.80mm、w1=0.40mm、w2= 0.20 mm.

图3 馈电网络示意

2.2 2×2子阵天线的仿真

2.2.1 天线结构

设计的缝隙耦合馈电的2×2子阵天线，结构见图4.为使得天线的各个指标都符合要求，对天线的单元进行调整，包括寄生贴片的大小、辐射贴片的大小以及缝隙的形状等.首先在天线的后方增加了一块反射板，目的是减小天线的后向辐射，使天线单向辐射，并且提高增益.增加放射板后天线，天线主要向介质板上方辐射.2×2子阵天线单元之间的距离取值为λ／2．天线结构的各参数取值见表1.

图4 子阵天线结构

表1 子阵天线结构参数取值表mm

本文采用电磁仿真软件CST和HFSS同时进行仿真，以验证设计的正确性.通过多次扫描优化得到的天线两个端口回波损耗见图5.可知：虽然端口2的回波损耗已经优化到37.5 GHz附近有S22＜-10 dB，但端口1的回波损耗仍无法达到37.5 GHz附近S11＜-10 dB.由于微带馈线本身存在损耗，馈电网络的损耗要比单条微带线的损耗更多，从而导致通过缝隙耦合到贴片的能量也减少，使得天线无法形成有效的谐振.

因此在优化过程中，为使缝隙耦合馈电端口能够耦合更多的能量到辐射贴片上，将最初的矩形缝隙变为T型缝隙，见图6.缝隙结构的参数取值见表2.通过仿真结果也能证明在本文的阵列天线中，T型缝隙能够得到更好的阻抗匹配.

图5 矩形缝隙阵列的端口回波损耗仿真结果

图6 T型缝隙示意

表2 缝隙结构参数取值表mm

2.2.2 性能分析

图7为T型缝隙阵列天线的S参数仿真结果，可得出天线的工作频率为36.6～38.9 GHz，相对带宽为6.13%.子阵天线的带宽比天线的带宽要窄，这是因为馈电网络本身是窄带的，导致天线的带宽变窄.组阵后天线的隔离度在整个频带内都＜-30 dB，因两个端口的馈电网络本身不在同一层，而且组阵后两个极化的馈电网络之间的距离变大，相互之间的耦合减小.

子阵天线在E面和H面的交叉极化特性分别见图8、9.天线在37.5 GHz处的最大增益为11.5 dBi，比单个单元的增益增加了约6.6 dBi，天线的交叉极化绝对值可达到23 dB，并且天线的3 dB波束带宽约为54°.

图7 T型缝隙阵列的S参数仿真结果

图8 子阵天线端口1在不同频点处的方向

图9 子阵天线端口2在不同频点处的方向

从频率分别为36.5、37.5、38.5 GHz时的天线辐射方向图可以看出，本文设计的天线具有单向辐射特性，并且E面与H面的辐射方向图均表现为光滑的特性，大多数能量也都集中到天线的3 dB带宽内.

3 结 语

本文研究了基于电磁耦合馈电技术的双极化毫米波微带天线设计方案，从驻波比带宽、端口隔离度和交叉极化电平等技术指标出发，讨论具体的设计思路和仿真优化工作.在采用寄生贴片技术实现带宽展宽的基础上，设计与仿真一个四单元子阵，着重关注了其馈电网络的设计，给出了子阵天线的仿真优化结果.在中心频点37.5 GHz，天线阵列的相对带宽为6.13%，端口隔离度＞30 dB，交叉极化达到-23.6 dB，增益为11.5 dBi，其技术指标满足一般工程设计要求.本文研究工作为双极化毫米波天线的设计方案和工程实现提供一条有效的技术途径.

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（编辑苗秀芝）

Design of a dual polarized m illimeter wavem icrostrip antenna fed by electromagnetic coupling

SONG Lizhong1，2，NIE Yuming3，DUAN Shuya2
（1.State Key Laboratory of MillimeterWaves（Southeast University），210096 Nanjing，China；2.School of Information and Electrical Engineering，Harbin Institute of Technology atWeihai，264209Weihai，Shandong，China；3.Dept.of Electronics and Information Engineering，Harbin Institute of Technology，150001 Harbin，China）

An implementation scheme of dual polarized millimeter wave microstrip patch antenna with broad bandwidth is proposed.The impedance bandwidth is broadened by employing coplanar parasitic patches and spatial parallel parasitic patches.The pair-wise anti-phase technology is used to design the 2×2 array antenna.The impedance bandwidth of the proposed antenna is6.13%at the center frequency of37.5 GHzwith the isolation larger than 30 dB.The cross-polarization is-23.6 dB and the gain of the antenna is 11.5 dBiunder the criterion of VSWR less than 2.The proposed dual polarized microstrip antenna has promising features in terms of broad impedance bandwidth，high isolation between the input ports，reduced cross-polarization and high gains.The performances can meet the general requirements of the engineering dual polarized millimeter wave antenna.

millimeter wave；dual polarization；microstrip antenna；electromagnetic coupling

TN821

：A

：0367-6234（2015）11-0093-05

10.11918／j.issn.0367-6234.2015.11.016

2014-08-03.

国家自然科学基金面上项目（61171181）；毫米波国家重点实验室开放课题（K201328）；中国博士后科学基金（2014M561554）.

宋立众（1975—），男，教授，博士生导师.

宋立众，songlizhong＠hitwh.edu.cn.