一种新型双开关反激式电池串电压均衡方法

荣德生， 陈淑涵， 李洪珠， 张东宇

(辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，辽宁葫芦岛125105)

随着环境污染以及石油资源枯竭等问题的日益加重，电池组作为主要的储能电源广泛应用于电动汽车、混合电动汽车(HEV)等高效、清洁的运输工具[1-3]。为满足混合电动汽车再生制动或启动加速阶段电压等级的要求，电池组电压需要达到200 V以上。然而电池单体电压较低，需要很多单体串联来提高电压等级。在电池串联使用时，由于电池内部化学特性以及操作环境的不同，造成电池单体间电荷水平不均衡，导致电池使用寿命降低甚至发生爆炸。因此，为了延长电池寿命、确保安全，串联电池组中单体电池的不均衡可通过均衡电路来减小或消除，确保每个电池保持在相同的电荷水平[4]。

目前已有很多电池均衡方法，主要分为两大类：耗散型和非耗散型。耗散型均衡方法包括并联分流电阻法、并联稳压二极管法，优点是结构简单、易于实现且无需控制；缺点是损耗大、效率低。非耗散型均衡方法包括集中式绕组变压器法、Buck-boost型[5]变换器法与开关电容法为代表的相邻电池单体均衡方法、多隔离型DC-DC变换器法(MIC)等。集中式多绕组变压器法的优点是结构简单，仅有一个变压器；缺点是因不易降低二次侧漏电感而导致无法精确均压。相邻电池单体均衡法优点是降低了开关管电压应力、提高了均衡精确度；缺点是均衡周期较长。MIC法相对而言精确性以及快速性更好。在众多MIC方法中，反激式DC-DC变换器[6-7]又因结构简单而被广泛使用，但开关管电压应力较高。

本文采用一种新型双开关反激式电池组均衡方法，在充电型反激式均衡器中采用双开关结构，延续了MIC方案的快速性与准确性的同时，共用开关管和钳位二极管的拓扑结构解决了开关管电压应力高的问题。

1 均衡器拓扑电路

介绍的n个电池串联组成的反激式电压均衡器拓扑如图1所示。整体电池组有一个共用开关管Scom和一个钳位二极管Dcom。每个电池单体连接一个开关管Sn、钳位二极管Dcn、整流二极管Drn、变压器Tn。

传统的反激式均衡器可分为三种形式：充电型、放电型、双向型。充电型相较于后两者结构简单、无隔离驱动，但开关管承受的电压应力较大，为此在单体间连接双开关反激变换器，但同时增加了有源器件的数量。新型双开关反激式电池串均衡器的共用开关管Scom和共用钳位二极管Dcom结构减少了有源器件数量，同时确保了均衡精确性以及快速性。

图1 双开关反激式均衡器拓扑

2 均衡原则

双开关反激式电路运行在不连续导通模式(DCM)模态。共用开光管Scom的导通、关断为固定占空比和周期。当电池Bn处于欠充电状态，低压侧开关Sn的导通、关断与共用二极管Dcom同步。此时，电能从总电池串流向欠充电池。相反，当电池Bn过充时，开关管Sn在整周期处于关断状态。由于此状态下相应变换器不工作，因此没有能量流向过充电池。能量从过充电池流向欠充电池，实现均衡。图2为均衡器稳态运行主要波形。为了进行模态分析，有如下假设：只有电池B1是欠充状态。因此只运行B1连接的反激式变换器；所有开关(Scom，S1～Sn)为理想开关，只有内部二极管和寄生电容；钳位二极管(Dcom，Dc1～Dcn)以及整流二极管(Dr1～Drn)均为理想开关管；除以上指定器件外，其他器件寄生参数忽略不计。

图2 双开关电池组均衡器运行主要波形

如图3(a)所示，模态Ⅰ：在t0时刻，Scom和S1同时导通，电池堆电压Vstack施加到串联的磁化电感Lm1和漏感Llkg1上。因此Dr1是反向偏置的，而且能量存储在Lm1中，且Lm1和Llkg1的电流线性增加，如式(1)所示。在t1时刻，Scom和S1同时关断。

如图3(b)所示，模态Ⅱ：t1时刻，Scom和S1同时关断以后，ILlkg1给Scom的寄生电容Cocom和S1的寄生电容Coss1进行充电，当开关Scom和S1的漏源电压之和(Vdscom+Vds1)大于总电池对电压与欠充电池反射电压之和(Vstack+NpVB1/Ns)时，二极管Dr1导通，极化电感Lm1电压钳位到NpVB1/Ns。此时，Llkg1、Cocom和Coss1处于谐振状态。同时，由于谐振导致Vdscom和Vds1电压进一步提高。当Vdscom和Vds1达到Vstack时，二极管Dcom和Dc1导通，因此Vdscom和Vds1钳位到Vstack。

如图3(c)所示，模态Ⅲ：在t2时刻电感Lm1钳位到NpVB1/Ns，Vdscom和 Vds1钳位到 Vstack。此时，Llkg1端电压为NpVB1/Ns－Vstack。由于电压反向，电感Lm1和Llkg1的电流线性减小，如式(2)和式(3)所示。Im1和Ilkg1的差值反射到变压器二次侧并对电池B1进行充电。

如图3(d)所示，模态Ⅳ：在t3时刻Lm1下降到0，此时，Lm1、Cocom和Coss1处于谐振状态。从t4时刻重复之前操作，Scom和S1同时导通。

图3 各模态均衡器等效电路图

3 双开关反激式变换器设计

3.1 变压器变比Np∶Ns

为了避免变压器饱和，变换器需运行在DCM模态。为确保实现DCM，变压器最小匝比为：

式中：D为占空比；Ts为开关周期。

当开关Scom和S1同时关断时，电流Imn和Ilkgn的差值反射到变压器二次侧并对电池B1进行充电。能量由总电池堆流向欠充电池单体，此时Imn要远大于Ilkgn。变压器匝比的最大值为：

3.2 磁化电感Lmn

由式(1)和式(3)可得，变压器一次侧电流平均值Ilkgn，avg为：

同样，整流二极管的电流平均值IDrn，avg为：

假设欠充电池的单体数为Nu，由总电池堆流向变压器一次侧的电流平均值为：

欠充电池的充电电流平均值为整流二极管电流平均值IDrn，avg与Nu个欠充单体时变压器一次侧电流IDis，avg的差值，表达式为：

由式(9)可知，磁化电感Lmn越小，均衡速度越快，但过小的磁化电感造成变压器体积过大。

3.3 数字实现

电荷状态(SOC)反映了电池的电荷水平，与电池的开路电压相关。因此通过均衡开路电压实现均衡电池电荷水平。由于电池内阻的存在，电池开路电压与电池端电压不相等。当均衡器运行时，对欠充电池进行充电，过充电池进行放电，相应的欠充电池单体端电压升高、过充单体端电压下降。结果导致欠充单体端电压传感高于过充单体端电压。因此很难均衡电池开路电压，进而很难均衡SOC。

本文介绍的均衡方法通过数字控制器的内部定时器重复进行电压传感、均衡、暂停。在暂停阶段，电池的端电压接近开路电压，这就决定了无论电池应该被充电还是放电，通过传感端电压就可以得到开路电压。因此，可以容易地精确实现SOC均衡。

4 仿真和实验结果

表1给出了图4中各个元器件的值，采用3.9 V/2 600 mAh的锂离子电池，工作频率和占空比分别固定为45 kHz和40%。

表1 元器件的值

图4 电池组均衡过程

实验时四个锂电池的初始电压分别为 3.827、3.995、3.993、3.990 V，均衡器运行6 min，暂停3 min。图4给出了按照实验参数仿真得到的实验结果，欠充锂电池B1充电运行，过充电池B2、B3、B4放电运行，大约在138 min时，四个锂电池的电压相等，约为3.93 V。

图5为传统反激式均衡器与新型双开关反激式均衡器均衡过程主要波形对比图。图5(a)为传统型主要工作波形，最大开关电压应力是总电池堆电压、电池反射电压以及漏电感峰值电压的总和，开关电压峰值超过100 V。图5(b)为新型均衡器主要工作波形，由于开关结构，电压应力钳位到总电池堆电压，开关电压峰值大约为20 V。

图5 电压均衡器主要工作波形对比图

5 总结

本文介绍了一种基于双开关反激式拓扑的新型充电型MIC电池组均衡器。与传统反激式方案相比，采用共用开关管以及共用钳位二极管结构大大降低了电路的复杂程度，降低了开关管电压应力。分析电路运行原则，对变压器进行设计。实验结果证实，采用该方案可将开关电压应力由传统方案的100 V降低到20 V。因此，该均衡方案适用于大电压电池堆的HEV等应用场合[8]。

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