谐振变换器的ZVS软开关同步整流技术研究

李孝揆

(中煤科工集团重庆研究院有限公司，重庆400700)

同步整流(SR)技术由于采用具有低导通电阻特性的功率MOSFET替换二极管实现整流，显著降低了低压大电流整流电路的功率损耗，因此，该技术已成为各类开关电源中AC-DC变换的一个研究热点。然而，对于SR技术在谐振变换器的应用鲜有研究。对现有Buck、正激、反激、半桥、全桥、推挽等变换器的同步整流环节分析发现，整流器件普遍工作于硬开关工作状态[1-3]，当开关频率较高时，开关损耗较大，降低了系统效率。同时，上述变换器的同步整流通常采用自驱动方式，易影响变换器主电路的工作，降低了系统的性能[1-3]。而谐振变换器具有体积小、传输效率高等优点，并且其谐振环节的电容电压及电感电流波形均为正弦波，很容易在大范围内实现开关网络的ZVS或ZCS。对比分析发现，谐振电路的存在使得传统自驱动方式不能够实现谐振变换器的同步整流输出。

本文以感应电能传输(IPT)谐振变换器[4]作为研究对象，结合该电路的谐振工作特性，采用外驱动方式，提出了该谐振变换器AC-DC变换环节工作在ZVS软开关条件下的SR控制方法，建立了系统的频闪映射稳态数学模型，并给出了求解系统状态变量的数值求解方法，从而快速计算出SR ZVS开关工作点，设计了同步整流控制电路，实验验证了同步整流在谐振变换器上的可行性，拓展了同步整流技术的应用场合。

1 IPT谐振变换电路SR工作原理

本文的SR实现以如图1所示的IPT谐振变换电路为研究对象，谐振变换电路的输入由直流电压源Edc提供，Li、CP、LP和CS、LS分别为一、二次侧谐振回路，MOSFET开关管S1～S4构成高频逆变电路。MOSFET开关管Q1～Q4构成二次侧全桥SR电路，Lf与Co构成滤波环节，RL为负载电阻，M是一、二次侧电感的互感耦合值。

图1 基于SR技术的IPT谐振变换电路拓扑

图1所示谐振变换电路工作于ZVS软开关SR时的4种工作模态的主要波形如图2所示，在分析该系统的工作原理及模态时，规定一次侧开关管(S1、S4)导通时为能量注入正方向，二次侧开关管(Q1、Q4)导通时为整流能量输出正方向。图2中G1～G4为同步整流开关管的驱动波形。

图2 各个模态主要波形图

工作模态1：如图3(a)所示，在t0～t1时间段内，一次侧电路处于反向能量注入状态，S1、S4关断，S2、S3导通；二次侧电路处于正向同步整流输出状态，Q1、Q4反向导通，Q2、Q3关断。

工作模态2：如图3(b)所示，在t1～t2时间段内，一次侧电路处于正向能量注入状态，S2、S3关断，S1、S4导通；二次侧电路处于正向同步整流输出状态，Q1、Q4反向导通，Q2、Q3关断。

工作模态3：如图3(c)所示，在t2～t3时间段内，一次侧电路处于正向能量注入状态，S2、S3关断，S1、S4导通；二次侧电路处于反向同步整流输出状态，Q2、Q3反向导通，Q1、Q4关断。

工作模态4：如图3(d)所示，在t3～t4时间段内，一次侧电路处于反向能量注入状态，S1、S4关断，S2、S3导通；二次侧电路处于反向同步整流输出状态，Q2、Q3反向导通，Q1、Q4关断。

图3 各个工作模态的等效电路

通过上述分析可知，一次侧开关组(S1、S4)及(S2、S3)在电感Li的电流ii的零点时刻开通或关断，实现了逆变电路的ZCS软开关工作。在二次侧电路中，Cs的电压vCs为正弦电压，通过控制开关组(Q1、Q4)及(Q2、Q3)的开通与关断均处于vCs的零点时刻，即可实现二次侧交流电压vCs的ZVS软开关SR输出。

因此，基于SR技术的IPT谐振变换器，既实现了一次侧逆变电路的ZCS软开关工作，又实现了二次侧SR电路ZVS软开关输出。

2 稳态建模分析

为研究图1所示系统的各参数之间的关系和对系统进行数值分析，下面对该系统进行稳态建模分析。在建模分析时，对图1所示的系统做如下假设：(1)所有开关器件均为理想器件，忽略开关器件导通电降和切换过渡时间，以采用电压控电流源和电流控电压源来等效代换开关网络和全桥SR网络；(2)电压源和电容内阻为零，不考虑电感的杂电容；(3)滤波电感Lf的电流是连续的。经过上述假设，系统可进一步等效为图4所示的电路，其中一次侧的电压等效为v1s(t)，S(t)、Sgn(vCs)均为符号函数，表达式为：

图4 系统等效电路原理图

依据基尔霍夫定律，可得如图4所示电路的非线性微分方程：

式中：Δ=LsLp－M2。将图4中的电感电流及电容电压作为系统的状态变量，由式(1)建立系统的状态空间，描述为：

式中：x=[iivCpiLiLvCsiLfvCo]T；u=[Edc]；i为工作模态数。

由式(2)可得系统状态变量在4个工作模态的频闪映射模型为：

稳态时，系统的状态变量周期性重复，则可得：

由式(3)～式(7)可得系统状态变量的周期不动点函数[5]为：

将求得的x*Tzvs作为系统的初始状态值，即可求得系统各个状态变量的稳态数值解。求解过程如图5所示。

图5 系统SR ZVS计算及状态变量数值求解流程图

3 谐振变换器的ZVS SR控制电路设计

3.1 ZVS SR控制电路原理

为了实现IPT谐振变换器二次侧交流电压的ZVS软开关SR输出，本文所设计的控制电路的工作原理如图6所示，其控制流程如下，交流电压vCs经过采样及信号补偿后，输入到比较器电路中对电压的零点进行检测得到数字信号Gin2，Gin2作为Q2与Q4驱动电路的输入，Gin2经过逻辑反向后的Gin1作为Q1与Q3的驱动电路的输入信号，在两路互补信号Gin1和Gin2作用下，驱动电压G1、G4与G2、G3互补驱动(Q1、Q4)与(Q2、 Q3)工作在ZVS软开关SR工作状态。

图6 SR ZVS控制原理图

3.2 ZVS软开关SR控制电路

依据控制电路的工作原理，设计了如图7所示的控制电路，其中，R3、R5、C5组成了RC串联超前校正环节，对输入的检测交流电压信号进行补偿。比较器LM111对补偿后的检测信号检测过零点，以IR2103驱动芯片搭建的外围电路则构成了ZVS软开关SR驱动电路。控制电路的电源来自于输出电压经过LT1074和LT1374稳压芯片获得的15和5 V电源。

图7 ZVS软开关SR控制电路图

4 实验研究

搭建图1、图7所示实验电路，系统参数为：Edc=10 V，Li=85.5 μH，Ri=0.06 Ω，Cp=0.43 μF，Lp=159 μH，Rp=0.18 Ω，Ls=111.2 μH，Rs=0.12 Ω，Cs=0.25 μF，M=61.9 μH，Lf=200 μH，Co=20 μF，RL=2 Ω，SR器件型号为IRFB1010。实验测试时，选取每组开关管中的一个进行测试。代入系统的参数基于所建立的数学模型及图5所示流程，计算求得ZVS软开关SR工作周期为TZVS=29.24 μs，因此，二次侧全桥SR电路的ZVS软开关频率确定为34.2 kHz。

图8为一次侧电流ii及逆变电压vAB波形图，在开关管(S1、S4)与(S2、S3)开通及关断时，其流过的电流均为零，则一次侧逆变电路实现了ZCS软开关工作。图9给出了二次侧谐振电压vCs及Q1、Q2漏源极电压vds1、vds2的波形，当谐振电压vCs为正时，Q1及Q4反向导通，则实现了正向整流输出；当谐振电压vCs为负时，Q2及Q3反向导通，则实现了反向整流输出。因此，在一个工作周期中，实现了交流电压vCs同步整流输出。图10为Q1与Q2漏源极电压vds1、vds2及栅源极驱动电压G1、G2波形。结合图9、图10可知，开关管(Q1、Q4)、(Q2、Q3)开通与关断时刻，谐振电压vCs均为零，易知开关管漏源极电压为零，则二次侧同步整流电路实现了ZVS软开关工作。

图8 一次侧电流ii及逆变电压波形

图9 谐振电压vCs及Q1、Q2漏源极电压波形

图10 Q1与Q2漏源极电压vds1、vds2及栅源极驱动电压G1、G2波形

综上所述，基于SR技术IPT谐振变换器系统既实现了一次侧逆变电路的ZCS软开关工作，又实现了二次侧AC-DC电路的ZVS软开关同步整流输出。

5 结论

本文以IPT谐振变换器为基础，研究了谐振变换器中的ZVS软开关同步整流技术的实现方法，提出了一种利用谐振变换器谐振特性的ZVS软开关SR控制方法，建立了系统的稳态数学模型，并通过实验验证了该方法的可行性及模型的有效性。

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