高选择性陷波超宽带天线设计

李 桐1，2，曹祥玉1，高 军1，翟会清2，梁昌洪2

（1.空军工程大学信息与导航学院，陕西西安 710077；2.西安电子科技大学天线与微波技术重点实验室，陕西西安 710071）

高选择性陷波超宽带天线设计

李 桐1，2，曹祥玉1，高 军1，翟会清2，梁昌洪2

（1.空军工程大学信息与导航学院，陕西西安 710077；
2.西安电子科技大学天线与微波技术重点实验室，陕西西安 710071）

研究了交指电容环和其对偶结构即互补交指电容环的谐振特性.与一般的谐振结构相比，交指电容环具有较大的等效电容，而互补交指电容环具有较大的等效电感，因此，这两种谐振环能够产生更低的谐振频率和更窄的谐振带宽.将这两种谐振环用于陷波设计，提出了一款具有四陷波特性的小型化超宽带天线.测试结果表明，该天线工作带宽覆盖范围为3～11 GHz（电压驻波比小于2），在3.5、5.2、5.8和7.5 GHz处形成了4个尖锐的陷波，避免滤除有用频段造成频谱的浪费.此外，交指电容环与互补交指电容环的加载并不影响工作频段内天线的性能.

小型化天线；超宽带；尖锐陷波；交指电容环

2002年2月，美国联邦通信委员会批准了超宽带（Ultra-WideBand，UWB）技术可用于民用通信领域，并规定商用超宽带通信系统使用的频段为3.1～10.6 GHz，自此引发了超宽带通信技术的研究热潮.作为超宽带系统的关键部件，超宽带天线成为学术界研究的热点［1-11］.然而，超宽带天线的设计仍然面临许多挑战.首先，为适应无线终端小体积和低剖面的发展趋势，超宽带天线应该具有小巧的体积.然而尺寸的减小必然会牺牲天线其余的性能.文献［1］通过在平面偶极子的双臂上刻蚀椭圆形缝隙，实现了94.4%的阻抗带宽，然而该天线尺寸较大（106 mm×85 mm）.虽然文献［2］提出的超宽带天线具有11.0 mm×20.5 mm的相当小的体积，但其阻抗带宽只覆盖了3.1～5.0 GHz频段.如何在满足带宽要求的前提下尽量缩小体积，成为超宽带天线设计的一大难点.除此之外，超宽带频段覆盖了许多窄带通信标准，比如IEEE 802.16全球微波接入（WiMAX，3.3～3.7 GHz），IEEE 802.11a无线局域网（Wireless Local Area Networks，WLANs，5.15～5.35 GHz/5.725～5.825 GHz），以及X波段卫星通信系统（7.25～7.75 GHz）等.这些窄带通信系统的存在，可能会引起严重的电磁干扰问题.因此，超宽带天线需要具有陷波特性.

有关陷波设计的文献已有很多，形成陷波的方法大致可分为在辐射贴片或地板上开槽［4-6］以及添加寄生单元［7-11］.然而，大多数已报道的超宽带天线都是双陷波设计，并不适合应用于复杂的电磁环境中.此外，这些陷波的频带相对较宽，会造成有用频段的浪费.例如，需要滤除的低段和高段WLAN频段带宽分别为0.2 GHz和0.1 GHz，而大多数天线只设计一个很宽的陷波，滤除整个5.150～5.825 GHz频段，这就浪费了中间5.350～5.725 GHz的有用频段［4-8］.

笔者对交指电容环（Inter Digital Capacitance Loading Loop Resonator，IDCLLR）和它的对偶结构即互补交指电容环（Complimentary Inter Digital Capacitance Loading Loop Resonator，CIDCLLR）的谐振特性进行了分析，并将其应用于超宽带天线的陷波设计中，提出了一款具有4个尖锐陷波的小型化超宽带天线.通过在馈线附近加载两个交指电容环，并在交指电容环的下方地板上刻蚀两个互补交指电容环，可产生4个陷波.与一般的谐振结构相比，交指电容环具有较大的等效电容，而互补交指电容环具有较大的等效电感，因此，这两种谐振环能够产生更低的谐振频率和更窄的谐振带宽，进而形成更加尖锐的陷波，避免浪费有用的频段.与文献［9-11］中的级联式陷波结构相比，文中的重叠式陷波结构占据了更小的空间，因此，天线可实现更小的体积.

1 谐振特性分析

交指电容环是一种电小谐振环，由金属环及环开口处的交指加载结构组成，如图1（a）所示.它可看做是改进型的开口谐振环（Split-Ring Resonator，SRR），具有与开口谐振环类似的LC谐振特性.当外加时变磁场的方向沿着环面轴线作用于谐振环时，交指电容环表现出很强的磁响应，并能在谐振频率附近抑制信号传播［12-13］.交指电容环的谐振频率f0=（L0C0）-1/2/（2π），其中，L0和C0分别代表交指电容环的等效电感和电容.和传统的开口谐振环相比，交指电容环所特有的交指结构使其具有更大的等效电容，进而具有更高的Q值，更低的谐振频率和更窄的谐振带宽［14-15］.因此，将交指电容环耦合到微带线附近时，可产生一个尖锐的窄带陷波.图1（b）给出了交指电容环和开口谐振环加载微带线的仿真回波损耗对比，两种谐振环外形尺寸相同（WI=12 m m，LI=14 mm）.很明显，交指电容环可实现更低的陷波频率和更窄的陷波带宽，换句话说，交指电容环能够以更小的体积实现更尖锐的陷波.

从图1（b）可以看出，单个交指电容环足以产生一个性能良好的陷波.因此，可通过级联4个交指电容环的方法来实现4个陷波.然而，这种级联式的陷波结构占据的空间会比较大.因此，设计了一种重叠式的陷波结构，上层是交指电容环，在下层引入其对偶结构即互补交指电容环，如图1（c）所示.互补交指电容环具有与交指电容环对偶的谐振特性，因此，当它被刻蚀在微带线下方时，可被轴向的时变电场所激励，在谐振频率处产生陷波［12］.图1（d）给出了互补交指电容环和互补开口谐振环加载微带线的仿真回波损耗对比，两种谐振环外形尺寸相同（WC=12 mm，LC=14 mm）.可以看出，相比于互补开口谐振环，互补交指电容环所特有的交指结构使其具有更大的等效电感，因此，可实现更低的陷波频率和更窄的陷波带宽.由于结构的对偶性，互补交指电容环的谐振频率与同尺寸的交指电容环几乎相同，出现的微小差异是由有限的地板面积和介质基板的损耗所造成的.

为了对陷波结构的设计提供指导，在此对两种谐振结构进行参数分析.从图1（a）和1（c）中可以看出，交指电容环和互补交指电容环具有较多的尺寸参数，调节其中任意一个都可以改变陷波的性能.简化起见，仅分析其中的3个重要参数:谐振环长度L、交指长度S以及耦合间距G.如图2和图3所示，陷波的频率与L和S具有直接关系.当交指电容环的长度LI从6 mm减小到3 mm时，陷波频率从4.32 GHz上升到6.18 GHz（图2（a））；当

交指电容环的交指长度SI从2.7 mm减小到1.8 mm时，陷波频率从4.20 GHz上升到5.26 GHz（图2（b））.类似地，陷波频率也随着互补交指电容环的尺寸LC和SC的减小而上升，如图3（a）和3（b）所示.图2（c）和图3（c）展示了变化耦合间距GI和GC对陷波的影响.显然耦合间距对陷波频率的影响很小，但对陷波带宽的影响却十分显著.当谐振环与馈线的间距增加时，耦合逐渐减弱，因此陷波带宽变窄，抑制效果变弱.

图1　谐振单元结构和仿真回波损耗对比

图2　改变交指电容环尺寸对陷波的影响

图3　改变互补交指电容环尺寸对陷波的影响

2 具有四陷波特性的小型化超宽带天线

基于经典的圆盘单极天线［16］，设计了一款小型化圆盘UWB天线，结构如图4（a）所示.与经典圆盘天线不同，该小型化天线在矩形地板右侧连接了一个倒L形枝节，该枝节延长了地板上的电流路径，在其余尺寸不变的前提下可降低天线的下限工作频率.换言之，在保持下限工作频率不变的前提下，可缩小天线的体积，实现小型化.该天线尺寸仅为24 mm×28 mm.图4（b）给出了尺寸相同的经典圆盘天线与文中小型化超宽带天线的仿真电压驻波比（Voltage Standing Wave Ratio，VSWR）曲线对比.可以看出，文中小型化超宽带天线的下限工作频率为3.01 GHz，远远低于同尺寸的经典圆盘天线3.7 GHz的下限工作频率.另一方面，经典圆盘天线的尺寸需要增大到28 mm×34 mm、辐射单元半径增大到9.5 mm时，才能产生3.01 GHz的下限工作频率.

图4　小型化圆盘UWB天线

表1　干扰频段与陷波频段比较

天线印制在介电常数为2.65、厚度为1 mm的介质基板上，仿真与测试的驻波比曲线吻合良好，如图5 （b）所示.测试结果表明，该天线的工作带宽覆盖范围为3～11 GHz，并在3.30～3.75 GHz、5.15～5.36 GHz、5.70～5.92 GHz和7.24～8.10 GHz这4个频段产生了尖锐的陷波.表1对天线产生的陷波频段和所需滤除的干扰频段进行了比较，其中两个频点误差值分别表示频段的起始和终止频率误差.很明显，频点误差全部小于5%，表明该天线可有效滤除干扰信号，并不浪费有用频段.

为解释陷波产生的原理，对3.5 GHz、5.2 GHz、5.8 GHz和7.5 GHz处的表面电流分布进行了仿真，如图6（a）～（d）所示.可以看出，每个谐振环对应于一个陷波频段的产生.在3.5 GHz处，电流主要分布在尺寸较大的CIDCLLR1处（图6（a）），意味着该谐振环此时存储了大部分能量，能量无法辐射出去，也就形成了3.5 GHz处的陷波.其余3个频点处的情况可以类似地进行分析.

图5　小型化四陷波UWB天线

图6 表面电流分布图

图7（a）～（b）给出了天线在3 GHz、6 GHz和8 GHz处的测试方向图.方向图在x Oz面（H面）近似全向，在y Oz面（E面）与单极子类似.图7（c）给出了原始超宽带天线（没有陷波结构）与四陷波超宽带天线的最大增益对比.可以看出，在工作频段内，四陷波超宽带天线的增益曲线与原始超宽带天线类似，都比较平缓，而在4个陷波频段内，增益显著下降.这进一步证实了该天线可有效滤除干扰频段而不影响工作频段的性能.

图7　测试远场特性

3 结束语

分析了交指电容环和互补交指电容环的谐振特性，并将其应用于超宽带天线的陷波设计中，提出了一款具有4个尖锐陷波的小型化超宽带天线.测试结果表明，该天线能有效滤除Wi MAX、WLAN以及下行X波段的干扰，而且不会浪费有用的频段.而且，交指电容环和互补交指电容环的存在并不影响超宽带天线在工作频段内的性能.因此，该天线很适合应用于超宽带系统中.

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（编辑:齐淑娟）

Design of highly selective band-notched ultra-wideband antenna

LI Tong1，2，CAO Xiangyu1，GAO Jun1，ZHAI Huiqing2，LIANG Changhong2
（1.Information and Navigation College，Air Force Engineering Univ.of CPLA，Xi’an 710077，China；2.Science and Technology on Antenna and Microwave Lab.，Xidian Univ.，Xi’an 710071，China）

The resonant properties of the interdigital capacitance loading loop resonator（IDCLLR）and its dual counterpart complimentary interdigital capacitance loading loop resonator（CIDCLLR）are studied.Due to the high capacitance/inductance of the IDCLLR/CIDCLLR，the resonators can generate lower resonant frequencies and narrower resonant bandwidths than many other structures.A compact ultra-wideband （UWB）antenna with quadruple sharp band-notching characteristics is presented by utilizing IDCLLRs and CIDCLLRs.Measured results show that the proposed antenna has a wide bandwidth from 3 to 11 GHz （VSWR＜2），with four sharp notched bands centered on 3.5，5.2，5.8 and 7.5 GHz，respectively，avoiding the elimination of many useful frequencies.Moreover，the presence of IDCLLRs and CIDCLLRs scarcely affects the performance of the UWB antenna at its operating frequencies.

compact antenna；ultra-wideband（UWB）；sharp band-notched；interdigital capacitance loading loop resonator（IDCLLR）

TN822+.8

A

1001-2400（2016）01-0041-06

10.3969/j.issn.1001-2400.2016.01.008

2014-08-02 网络出版时间：2015-04-14

国家自然科学基金资助项目（61271100，61471389，61101066）；陕西省自然科学基础研究计划资助项目（2014JM8316）；中央高校基本科研业务费专项资金资助项目（JB140232）

李 桐（1988-），女，讲师，博士，E-mail:surgeonli4@163.com.

网络出版地址：http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1076.TN.20150414.2046.024.html