数字式逆变埋弧焊机IGBT短路保护的试验研究

付炜亮 勾 容 田松亚

(1.江苏联合职业技术学院 常州技师分院,江苏 常州 213022； 2.河海大学 机电学院,江苏 常州 213022)



数字式逆变埋弧焊机IGBT短路保护的试验研究

付炜亮1勾 容1田松亚2

(1.江苏联合职业技术学院 常州技师分院,江苏 常州 213022； 2.河海大学 机电学院,江苏 常州 213022)

为提高大功率数字埋弧焊机全桥逆变主电路中IGBT短路保护的准确性和焊机的可靠性，对其逆变主电路中IGBT的短路模式进行了分析，设计了一款IGBT驱动器。通过采用抗干扰的IGBT短路试验测试方案，准确、可靠的完成了IGBT短路保护测试。与Concept公司的2SC0106T驱动器短路保护测试结果对比后，结果表明,设计的IGBT驱动器短路保护功能良好，保护时间短，关断电压尖峰小，抗干扰能力强，有一定的工程应用价值。

逆变埋弧焊机 IGBT驱动器 短路保护 共模干扰

0 序 言

数字控制的埋弧焊逆变电源因功率因数高、电源容量大、焊接效果好[1-2]等特点，在造船、压力容器、桥梁、起重机械、冶金机械等行业得到了广泛应用。目前弧焊逆变器已成为弧焊电源的主流产品[3]。以绝缘栅双极型晶体管(IGBT)作为逆变回路的主要开关器件，采用基于脉宽调制(PWM)控制技术，能有效提高弧焊电源的控制精度，提高系统响应速度，使焊接效果更好。与常规焊条电弧焊电源、气体保护焊电源相比，埋弧焊电源输出功率大，输出电流可高达1 250 A[4]。输出电流越大，逆变回路中通过IGBT的电流就会越大，逆变主回路中流过IGBT的电流幅值可达到250 A。在较大的电流等级下，IGBT安全运行便成为系统可靠工作的关键。

IGBT可靠工作除正常的驱动功能外，必须考虑如何进行IGBT短路保护处理。为有效而可靠的解决IGBT短路保护问题，国内外的研究学者和企业也设计出了一些新的驱动保护方案和测试方案[5-7]。但这些方案大部分都是由分立元件搭建而成，电路复杂，大量的器件堆积导致IGBT驱动器的体积较大，空间寄生电容大。因驱动器的副边与IGBT直接联系，IGBT的集电极C和发射极E之间的电压Uce跳变，会通过驱动器的原副边寄生电容及空间的寄生电容产生共模电流。

在驱动器设计中，难免会出现电路布局不对称，参数精度不一致，温度升高时元器件参数变化不一致等情况。流经驱动器的共模电流会因此转为差模电流，影响电路工作状态。共模电流越大，其转换为差模干扰的幅度就越大，这会干扰驱动器正常可靠工作或使短路保护失效。

针对上述问题，对埋弧焊机中全桥逆变回路的IGBT短路模式进行了分析，并针对性的设计出一款IGBT驱动器。试验结果验证了该驱动器能可靠的完成IGBT短路保护，有一定的工程应用价值。

1 主电路中IGBT短路模式分析

从传统的电压源换流器电路拓扑来看，IGBT的短路模式主要分为上下桥臂直通、桥臂相间短路和桥臂对地短路3种[8]。当桥臂直通时，由于IGBT模块内部的寄生电感极小，电感量的大小在nH级，所以短路电流Isc上升很快，短路发生在IGBT由关断状态刚进入到开通状态，Isc迅速上升到一定数值，Uce由母线电压刚下降一点，又迅速上升到母线电压，Uce迅速上升的过程为IGBT退饱和的过程，此类短路为Ⅰ类短路[8-9]。

Ⅰ类短路情况非常恶劣，在IGBT短路及保护的过程中主要有以下危险：

(1)短路电流很大，一般为额定电流的4倍，如果过快的关断,会使电流变化率较高。因母线回路存在杂散电感，会在IGBT两端产生较大的关断尖峰电压，损坏IGBT模块。

(2)虽然IGBT允许最大短路时间有10 μs,如果短路保护的时间过长，会使得IGBT退饱和后的持续时

间延长，导致IGBT既承受母线电压，又流过短路电流，热积累会迅速上升，IGBT内芯存在被热击穿的风险。

(3)在短路保护关断的过程中，电流的变化率(dIsc/dt)很高，IGBT的集电极C和发射极E之间的电压变化率dUce/dt也很高。如果驱动器抗干扰能力差，会导致IGBT刚关断不久，IGBT驱动器因受到干扰而发出错误信号，IGBT又一次被重新开通，出现炸管。

图1为大功率逆变埋弧焊机主电路原理图。逆变主电路采用全桥逆变结构，以提供埋弧焊所需的功率。整个电路主要原件由主电容Cbus、4个逆变开关管(IGBT1，IGBT2，IGBT3，IGBT4)、IGBT模块驱动器1(Driver1)、IGBT模块驱动器2(Driver2)、变压器Tr、副边快恢复二极管(D1，D2)和负载电感L组成。其中，Ls为原边主回路寄生电感，电感量大小一般为nH级。两块驱动器提供全桥逆变电路主开关IGBT模块所需的驱动信号。

图1 埋弧焊全桥逆变主电路原理图

在该全桥逆变电路中，若短路发生会存在以下3种情况：第一种为上下桥臂直通，即驱动信号发错，导致IGBT1和IGBT2直通，或者IGBT3和IGBT4直通。此类短路情况属于上述的Ⅰ类短路。

第二种为桥臂中点对地短路，即图1中A点或者B点脱落与机壳搭接，发生短路。此时，变压器原边与主电路脱离，原边绕组呈现为导线，电感量几乎为零。此情况也属于Ⅰ类短路。

第三种情况为相间短路。在实际电路中，若图1中逆变桥臂的A，B两点被某外界导体直接连接，会发生此种情况。或因为冷却系统故障，焊机机箱内温度迅速升高，埋弧焊原边电流又很大，从而导致变压器磁芯发生饱和，而变压器饱和后绕组相当于导线，即直接连接A，B两点。因IGBT1和IGBT4的驱动信号存在同时为高电平的时间段，此时IGBT1和IGBT4同时开通，

可等效为桥臂的直通。所以此情况仍属于Ⅰ类短路。

通过前述对Ⅰ类短路风险分析及大功率埋弧焊中全桥逆变回路中的短路模式分析可知,在IGBT驱动器的短路保护功能设计中，需采取措施减缓短路电流的变化率，降低关断电压尖峰,减小短路保护时间，降低热积累；减小驱动器寄生电容，提高抗干扰性，依此提高IGBT的驱动器短路保护能力及整个逆变系统的可靠性。

2 驱动器短路保护与抗干扰设计

2.1 驱动器信号传递与短路保护设计

在驱动信号传递和隔离的设计中，通常会采用变压器和光耦两种方案来完成。文中采用HCPL-361J作为信号传递和保护的主要元件，它是一款IGBT门极驱动光耦合器，其内部集成电压欠饱和检测电路及故障状态反馈电路[10]，具有IGBT退饱和检测与保护功能。文献[11-12]对IGBT短路检测提到6种方法，文中结合HCPL-361J芯片设计退饱法来检测IGBT的短路故障，为驱动电路的可靠性提供了保障。利用该芯片一方面可避免分立元件搭建电路，驱动器体积会减小，从而减小了驱动器与空间的寄生电容；另一方面，HCPL-361J芯片的输入与输出寄生电容为1.3 pF，与驱动信号采用变压器的传递方案相比，驱动器的原、副边之间的寄生电容大大减小。整个驱动器的空间寄生电容和原、副边之间的寄生电容都减小后，流过驱动器的共模电流就会减小，从而提高驱动器的抗干扰能力。

图2为变流器中IGBT模块上管驱动原理图，IGBT模块下管驱动原理与之相同。图2中驱动信号的传输和保护信号的处理，由驱动芯片HCPL-316J完成。上管的驱动信号由驱动芯片原边1号引脚进入，由副边的11号脚输出。输出信号经NPN三极管Q3和PNP三极管Q4组成的推挽放大电路，将其提高至IGBT所需的驱动脉冲。放大后的驱动信号，通过由稳压管ZD2,ZD3,电阻R27所组成的IGBT门极驱动电路，控制IGBT开通和关断。IGBT的过流和短路检测信号，由IGBT的集电极C引出，经过D6，R21和C40组成的电路，送至HCPL-361J的14号脚中。逆变器运行中若发生IGBT短路，芯片内部的电流源会对电容C40充电，当充电至芯片内部参考电压7 V后，芯片自动封闭PWM脉冲，同时进行软关断处理，完成IGBT的过流检测与保护。当短路被检测到后，故障信号会通过芯片的6号脚输出。 R13为故障信号输出上拉电阻，驱动电路正常工作时 6 号脚输出高电平，一旦检测到短路，则输出低电平信号反馈给控制系统，封锁所有IGBT模块的驱动信号。电路中R40，C42实现IGBT软关断功能，保证在短路发生后减小电流变化率，从而减小关断电压尖峰。

图2 IGBT模块上管驱动原理图

在驱动电路中，隔离变压器副边绕组输出的电压VCC2提供HCPL-316J的工作电压。电压VCC2经过电压调整芯片U2，转换为IGBT所需的+15 V开通电压和-10 V的关断电压，保证IGBT模块正常开通和可靠关断。同时,利用芯片自带的欠压保护功能，完成驱动器整体的欠压保护。

2.2 电源隔离变压器设计

在驱动电路设计中，因隔离带来的原副边寄生电容的大小将直接影响驱动器的抗干扰能力和可靠性。其中，驱动器电源变压器的原副边寄生电容占有很大比例。变压器的设计应选择合适的磁芯和合理的绕制工艺，从而减小原副边的寄生电容。

2.2.1 变压器参数计算

针对埋弧焊的大电流特点，设计主电路原边流过功率管的额定电流为250 A。文中主回路采用Infineon公司的IGBT模块(FF450R12ME4)作为主开关管来设计驱动器的功率，此IGBT额定工作电流为450 A，耐压1 200 V。对于逆变焊接电源主电路，IGBT的开关频率一般为20 kHz。驱动器的输出功率可由以下经验公式计算：

Pd=QgatefΔUgate

(1)

查阅模块数据手册Qgate=3.3 μC。文中设计驱动器提供+15 V,-10 V的开通和关断电压，则ΔU=30 V，带入式(1)得Pd=1.65 W。

由于驱动电路中其余电路和芯片的正常工作，留出余量后，单路驱动电路功率设计为3 W，则变压器提供两路驱动功率时输出功率Pout=6 W。因半桥电路具有防止变压器直流偏磁的特点，文中设计原边逆变电路拓扑为半桥结构，输入直流电压+15 V。考虑到开关电源主电路中开关管压降，变压器初级电压Up设计为7 V。一般变压器效率η取为0.95，变压器原边输入电流为：

设计驱动器供电电源半桥主电路的开关频率f=150 kHz，主电路中开关管开通的的最大占空比D=40%。考虑到副边驱动侧压降，设计变压器次级输出电压Us为30 V。则变压器原副边变比K值为：

(2)

取变压器原副边实际变比为2∶9。因半桥电路中变压器传递正负矩形脉冲，其磁化曲线工作在一、四象限，则ΔB=2B，得：

(3)

(4)

式中，N为匝数；B为磁通密度；H为磁场强度；S为磁芯截面积；T为工作周期；D为占空比；μ为磁导率。

在保证所需功率和合理参数的前提下，需选择体积较小，高磁导率且各参数随温度的升高变化小的磁芯，减小原副边的匝数，并且减小原副边寄生电容，提高驱动电路的抗干扰性。选择MA070环形铁氧体磁芯，其外径为18 mm,内径为10 mm,厚度为7 mm。根据数据手册可知，Bs=440 mT，μ=7 000，S=27.2 mm2，lc=41.5 mm。取磁通密度B为1/3Bs，将以上各参数带入式(4)，得N=2.51，取原边匝数N1为3匝。根据式(2)，副边两组绕组N2，N3各取为13匝。

根据安培环路定律Ni=Hlc和式(3)可得电感：

(5)

式中，μ0为真空磁导率(4π×10-7H/m)，将各参数带入式(5)得，原边励磁电感L=52 μH。励磁电流为：

(6)

变压器各绕组导线的截面积为：

(7)

(8)

根据上述计算，选择铜导线线径d为0.35 mm，外径为0.55 mm的三层绝缘线绕制变压器，其单线耐压等级可到3 kV。

2.2.2 变压器绕制工艺

电源变压器设计中合理的绕制工艺可提高驱动器的抗干扰性。文献[13]研究表明变压器绕组间寄生电容除了与线圈层间距、层间绝缘材料以及绕线粗细有关外，与绕组绕制时正对的面积有很大关系。变压器绕制有很多种方法，其中交错绕制是比较常用的绕制方法，此方法原副边紧密耦合能减小漏感，但原副边绕组正对的面积变大，致使绕组间产生较大的寄生电容，寄生电容一般可达到15～30 pF[13-14]。

文中对选择的环形变压器各绕组采用分开绕制的工艺，图3为环形变压器绕制工艺示意图和实体图。原边绕组P1～P2，副边两绕组S1～S2，S3～S4各自分开绕制，各绕组的匝与匝之间紧密绕制。这样可减小正对面积，增大各绕组之间的距离，即减小了变压器的原副边寄生电容。经测试，其大小约为4 pF左右。

图3 环形变压器绕制示意图和实体图

3 试验设计与结果

为了验证驱动器的保护可靠性，设计了测试方案，搭建了测试平台，完成了IGBT短路保护测试。图4为IGBT短路保护试验测试原理图，其中，N为电网的零线;PE为地线;K为三相断路器;D1为三相整流桥;R1为母线电容充电电阻;R2为放电电阻;Ls为直流母排及回路的杂散电感，IGBT通过直流母排接到电容的正、负端。开关电源给控制器和驱动器供电，控制器发出短路试验所需的脉冲。

逆变焊接电源工作环境中通常存在大电流、高电压、强电磁干扰等较为恶劣的干扰因素[15]。准确、可靠的测试是大功率逆变电源系统测试的难点。试验设计通过将示波器经过隔离变压器隔离后，用差分探头测量IGBT的电压Uce，普通探头经过一个共模电感后测量IGBT门极驱动，门极驱动信号用双绞线引出。设计方案隔断了示波器与电网地回路的直接连接，测试表笔中加入了很高的共模阻抗，使得流经测试系统的共模电流大大减小。此方案能有效的避免因测量方法不合理而带来的IGBT损坏，并可减小共模干扰对测试结果的影响，提高其准确性。

图5为实际的短路试验平台，控制器是以DSP(TMS320F2812)为主核的控制系统。试验主回路输入电压为三相交流380 V，提供能量的主电容Cbus容量为2.5 mF，耐压1 000 V，通过给出10 μs的单脉冲，完成IGBT短路测试。

图4 IGBT短路保护试验测试原理图

图5 IGBT短路测试平台

图6为设计的基于HCPL-361J的驱动器短路试验波形。图6中纵坐标1，2，3分别为通道1(CH1)，通道2(CH2)，通道3(CH3)的零线。CH1为IGBT的Uce电压波形，CH2为门极驱动波形，CH3为过流检测信号电压，即图2中A点的电压。在整个测试中，因为电流探头量程有限，为避免损坏电流探头，未对IGBT的短路电流进行测量。

t1时刻之前，Uce电压为直流母线电压 540 V；t1时刻，驱动脉冲达到IGBT的门槛电压时，IGBT导通；t1～t2之间短路电流迅速上升并达到短路饱和电流，IGBT迅速退饱和。t2时刻，IGBT退出饱和区，Uce电压再一次上升到母线电压，从IGBT开通到IGBT退出饱和用时约2 μs。在此时间段内，图2中A点的电压上升；t3时刻，图2中A点电压达到参考电压7 V，芯片关断输出脉冲，A点的电压迅速下降到0 ；t4时刻，驱动关断脉冲经过一段的延时后，门极电压开始缓慢下降，开始完成软关断过程。与此同时IGBT的Uce产生电压尖峰。原因是短路电流迅速下降，电流变化率dIsc/dt很大，在回路有杂散电感Ls上会感应出右正左负的电压，幅值为ΔU=LsdIsc/dt并与直流母线电压叠加到IGBT上。t5时刻，门极驱动电压下降到IGBT门槛电压以下，IGBT完全关闭，电压尖峰也达到最高值，约850 V。因为设计中驱动器有软关断功能，t4～t5软关断用时1 μs左右，因此有效的减小了IGBT关断电压峰值。t5时刻之后，IGBT门极电压缓慢下降到关断的负压，保证IGBT可靠关断。

图6 基于HCPL-361J的驱动器短路保护试验波形

由整个分析可以看出，从t2时刻之前IGBT退饱和开始到t5时刻IGBT完全关闭，短路检测、保护过程所用时间为5 μs，远小于IGBT允许的10 μs短路时间。t4时刻IGBT开始软关断，IGBT的关断电压尖峰为850 V，小于IGBT的1 200 V电压允许值。

图7为Concept公司型号为2SC0106T驱动器短路保护试验波形。图7中纵坐标1，2为通道CH1，CH2的零线，通道CH1和通道CH2的零线完全重合。通道CH1为IGBT的Uce电压波形，通道CH2为门极驱动波形。由图7可以看出，在t1时刻IGBT开通到t2时刻IGBT完全退饱和期间，门极驱动波形发生了轻微的震

荡。t2时刻IGBT完全退出饱和区到t3时刻门极开始关断期间， IGBT的Uce电压退饱和至直流母线电压。这一时间段中短路电流(约为额定电流的4倍)与母线电压的乘积会导致很大的损耗，IGBT内芯的温度会很快升高。此段持续时间越长，IGBT内芯存在被热击穿的风险越大。在关断的t3时刻开始到t4时刻，IGBT的门极驱动电压下降速度较快，关断电流的dIsc/dt很高，导致IGBT的关断电压尖峰达到1 000 V。从t2时刻之前IGBT退饱和开始到t4时刻IGBT完全关闭，短路检测、保护过程用时9 μs左右，与IGBT允许的10 μs短路时间只有1 μs的裕量。

图7 Concept(2SC0106T)驱动器短路保护试验波形

试验分析对比表明：①试验设计能准确、清晰的测量出IGBT短路到保护关断的整个过程；②设计的驱动器从IGBT短路后退饱和开始到保护结束用时5 μs左右，关断时间短；Uce尖峰电压到850 V，尖峰小；③IGBT在短路保护关断之后未发生二次开通现象，短路保护功能可靠，驱动器抗干扰能力强。

4 结 论

(1)分析了全桥逆变埋弧焊主回路IGBT短路模式，其三种情况都可等效为桥臂直通。

(2)设计了一款基于HCPL-316J芯片的IGBT驱动器。该驱动器短路保护时间短，抗干扰能力强，简单可靠。

(3)设计了大功率逆变器IGBT短路测试方案。该方案可避免因测量方法不合理所带来的IGBT损坏风险，提高测试结果的可靠性和准确性。

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2016-09-24

TG432

付炜亮，1982年出生，硕士，工程师。主要从事逆变切割与焊接电源及其控制、焊接工艺与设备的研究及教学工作，已发表论文6篇，已授权专利4项。