直升机机载蓄电池充电低损电路设计

齐丛生 李德洪

摘 要： 为了抑制机载蓄电池充电器中主开关管开通电流上升率，降低开关损耗，控制系统EMI噪声，利用反激变压器设计一种无源低损开通缓冲电路。主开关管开通时，反激变压器原边绕组作为开通缓冲电感，降低电流上升率；关断过程中，变压器副边绕组耦合原边绕组，能量回馈给负载蓄电池组，实现变压器磁复位并提高系统效率。分析充电电路的工作原理，给出反激变压器的参数确定依据，设计RCD钳位电路吸收变压器漏感。试验结果和仿真分析表明，该缓冲电路方案用于直升机机载蓄电池充电，效果良好。

关键词： 机载蓄电池； 低损电路； 反激变压器； 开通缓冲电路； 开关损耗； 漏感

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2018）11?0115?04

Design of low?loss circuit for batteries in helicopter

QI Congsheng， LI Dehong

（China Helicopter Research and Development Institute， Jingdezhen 333000， China）

Abstract： The flyback transformer is used to design a passive low?loss turn?on snubber circuit to deduce the turn?on current rise rate of the main switch tube， reduce the switching loss and restrain the system EMI noise in the charger of airborne battery. When the main switch is turned on， the primary winding of the flyback transformer is taken as the turn?on snubber inductance to reduce the current rise rate. In the process of turn?off， the secondary winding of the transformer is coupled with primary winding to feed the energy back to the storage battery of the load， so as to realize the transformer magnetic reset and improve the system efficiency. The operation principle of the charging circuit is analyzed to give the parameter determination basis of the flyback transformer. The RCD clamp circuit was designed to absorb the leakage inductance of the transformer. The simulation analysis and experimental results show this snubber circuit can be applied to the charging of batteries in helicopter， and has perfect effect.

Keywords： airborne battery； low?loss circuit； flyback transformer； turn?on snubber circuit； switching loss； leakage inductance

0 引 言

随着直升机机载蓄电池使用寿命及效率要求的提高，机载蓄电池充电技术已经开始在直升机上得以应用。但蓄电池充电器开关器件的高频开关使得开关损耗不可避免[1?2]，而过高的电流变化率（di/dt）和电压变化率（du/dt）则会产生严重的电磁干扰（EMI） [3?4]。为了确保开关管能安全工作，传统吸收缓冲电路能做到将能量从开关管内转移出来，通过电阻转化为热量散掉，实质上是将开关损耗转移到吸收缓冲电路消耗掉[5]。

本文介绍的机载蓄电池充电电路为无源低损开通缓冲电路，能将开关管开通过程中的缓冲电感能量进行回馈，在确保开关管可靠工作的同时提高了系统效率。有效抑制了开关管开通过程中的di/dt，减小开关电应力，降低EMI噪声。为验证电路效果，试验时提高了输入、输出电压及电流。

1 工作原理

图1a）所示为主电路结构图，虚线为开通缓冲电路。其中，V为电路主开关管，D为续流二极管，[L]为滤波电感，[L1]为变压器原端电感——缓冲电感，输出负载为蓄电池组，反激变压器T和二极管D1共同构成开通缓冲电路。

主开关管V开通时，等效电路如图1b）所示。变压器原边绕组电流呈线性上升，原副边绕组感应电压极性如图1b）所示。此时，二极管D1处于反向截止状态，副边绕组没有电流通过。

主开关管V关断后，等效电路如图1c）所示。变压器原边绕组电流呈线性下降，副边绕组感应电压极性如图1c）所示。此时，二极管D1正向导通，变压器原边绕组在主开关管V导通过程中储存的能量耦合至副边绕组，回馈给蓄电池组供电，从而提高变换器整体效率，同时实现了反激变压器磁复位。

2 反激变压器的设计

2.1 原边绕组电感量计算

本文将变压器原边绕组作为主电路开通缓冲电感来抑制开关管开通电流的上升率，因此，设计变压器时先计算原边绕组电感值。开关管开通时，有：

[L1didt=Uin]

即：

[L1=Uindtdi]

式中：[L1]为变压器原边绕组电感值；Uin为直流输入电压，实验室中为三相整流输出，约为600 V；开关管开通电流上升时间dt设计为1 μs；输出电流最大设置为恒流70 A。开关管开通时由于缓冲电感的限流作用，开关管电流呈线性上升，所以有：

[L1=600×1×10-670=8.57 μΗ]

故反激变压器原边绕组电感确定为8.57 μH。

2.2 原、副边绕组匝比的确定

开关管关断时，如图1c）所示，二极管D1由反向截止转为正向导通，变压器副边电压被钳位在蓄电池组电压（45～190 V）。该电压耦合至变压器原边绕组，叠加到开关管关断电压上。此时，开关管所承受的电压为：

[Uce=Uin+nUL2=Uin+nUo]

式中：n为变压器原、副边匝比；[UL2]为变压器副边绕组电压；Uo为蓄电池组电压。显然，若n比较大，开关管将承受很高的电压应力。

在开关管开通过程中，变压器副边绕组感应电压极性如图1b）所示，二极管D1承受的反向电压为变压器副边绕组电压与蓄电池组电压之和：

[UD1=UL2+Uo=1nUL1+Uo]

此时，[UL1=]Uin=600 V。若n比较小，则D1将承受很高的反向电压。例如，当n≤1，输出负载电压为190 V时，有：

[UD1≥600+190=790 V]

所以匝比不能过小。综合考虑，本文将变压器原、副边绕组匝比定为1[∶]1。

根据伏秒平衡原理，为保证缓冲电感能量在开关管关断期间能完全回馈给蓄电池组，实现变压器磁复位，应有：

[UL1×tr=n×UL2×t2]

即：

[Uin×tr=n×Uo×t2]

[t2=Uin×trUo×1n≤T×（1-D）]

式中：T为开关周期；tr为开关管开通电流上升时间；t2为变压器副边绕组工作时间；D为占空比。占空比取最小值0.1時，有：

[1n≤T×（1-D）×Dtr=10-4×（1-0.1）×0.110-6=9]

变压器原副边匝比确定为1[∶]1，满足伏秒平衡要求。

2.3 RCD钳位电路设计

实际情况中变压器漏感将引起开关管电压应力增加等问题[6]，本文设计了RCD钳位电路吸收变压器漏感，具体如图2虚线框所示。

开关管关断期间需将变压器原边漏感[Lm]内能量全部释放到钳位电容[C1]内，于是有：

[12C1（Udsmax-Uin-Uo?in）2-12C1U2C0=12LmI2inp]

即：

[C1=LmI2inp（Udsmax-Uin-Uo?in）2-U2C0]

式中：[Lm=]1.1 μH；Udsmax为主开关管V能承受的最大漏?源电压，本文取1 200 V ；Iinp为输出电流最大值，取70 A；Uo?in为由负载耦合至变压器原边的电压，最大值为190 V；[UC0]为钳位电容[C1]初始电压，通常情况下其值为0。因此，有：

[C1=LmI2inp（Udsmax-Uin-Uo?in）2=1.1×10-6×702（1 200-600-190）2≈3.2×10-8]

RCD钳位电路中电容[C1]值确定为0.1 μH。

为确保[C1]在开关管开通期间将电荷全部释放，应有：

[ton≥（3～5）C1R1]

即：

[R1≤ton（3～5）C1]

开关管工作频率为10 kHz，最小占空比设置为0.1，则ton取最小值时，有：

[R1≤10-5（3～5）×0.1×10-6=20 Ω]

RCD钳位电路中电阻[R2]值确定为10 Ω。

3 仿真分析及试验结果

3.1 仿真分析

本文利用仿真软件PSPICE对电路进行分析。仿真电路的参数设置为：输入电压为600 V DC；滤波电感为0.7 mH；主开关管工作频率为10 kHz，占空比为0.2；变压器原边电感为8.57 μH，漏感为1.1 μH；RCD钳位电路中电阻为10 Ω，电容为0.1 μF。

仿真结果如图3～图6所示。其中，U1和i1分别为主电路加开通缓冲电路后开关管工作电压和电流波形；U2和i2分别为主电路加开通缓冲电路前开关管工作电压和电流波形；[iL2]为变压器副边回馈至负载蓄电池组电流波形。

图3a）和图3b）分别为主电路加开通缓冲电路前、后开关管工作电压和电流波形。

图4所示为加开通缓冲前、后开关管开通过程中电流波形对比。由图4可以看出，开关管开通电流在加缓冲电路后有如下变化：

1） 开通电流尖峰降低明显，开关管电流冲击减小；

2） 开通电流上升率明显降低，有效减小了系统EMI。

图5所示为加开通缓冲电路前、后开关管开通过程中电压及电流波形。由图5可以看出，增加缓冲电路后，主开关管开通过程中工作电压与电流交叠面积更小，从而降低了开通损耗。

图6所示为加开通缓冲电路后开关管工作电流及变压器副边绕组电流波形。由图6可见，在开关管关断期间，变压器副边绕组有回馈至蓄电池组的电流，实现了缓冲电感能量的回馈。

3.2 试验结果

本文针对设计的蓄电池组充电电路方案进行了试验验证。

图7所示为开关管工作电压和电流波形。其中，A为电压波形；B为电流波形。由图7可见，在开关管开通过程中电流上升斜率降低，电压和电流交叠面积变小，缓冲电路效果明显。

图8所示为开关管电压和变压器副边绕组回馈电流波形。其中，A为开关管电压波形；B为变压器副边绕组电流波形。由图8可见，开关管关断后，变压器副边有电流回馈至蓄电池组。实现变压器磁复位的同时，将变压器原边绕组——缓冲电感能量回馈给蓄电池组，提高了充电电路的效率。

4 结 论

本文介绍了一种直升机机载蓄电池组充电电路及利用反激变压器设计的无源低损缓冲电路。仿真及试验结果表明，本文介绍的缓冲电路能有效抑制开关管开通电流上升率，减少开关损耗，降低开关电应力，削弱EMI，同时实现了缓冲电感能量回收，提高了充电电路的整体效率。电路结构简单，效果良好，具备一定的实用价值。

参考文献

[1] MITOVA R， JEAN C， AUBARD L， et al. Fully integrated gate drive supply around power switches [J]. IEEE transactions on power electronics， 2005， 20（3）： 650?659.

[2] ABRAHAM F J， JDAAN V W. Electromagnetic energy propagation in power electronic converters： toward future electromagnetic integration [J]. Proceedings of the IEEE， 2001， 89（6）： 876?889.

[3] 潘星，刘会金.IGBT功率器件工作中存在的问题及解决方法[J].电力自动化设备，2004，24（9）：9?14.

PAN Xing， LIU Huijin. Problem occurred in IGBT and their resolvents [J]. Electric power automation equipment， 2004， 24（9）： 9?14.

[4] 黑木一男，易厚梅.抑制开关时的di/dt的IGBT门极驱动电路[J].电力牵引快报，1998（3）：33?38.

HEI Muyinan， YI Houmei. IGBT gate drive circuit for switch suppression [J]. Electric traction bulletin， 1998（3）： 33?38.

[5] 侯聪玲，吴捷，李金鹏，等.蓄电池充电方法的研究[J].电源技术应用，2004，7（2）：118?121.

HOU Congling， WU Jie， LI Jinpeng， et al. Research on battery charging technology [J]. Power supply technology and applications， 2004， 7（2）： 118?121.

[6] PARISE R J. Quick charge battery with internal thermal management [C]// 2002 Energy Conversion Engineering Conference and Exhibition. [S.l.]： IEEE， 2002： 120?127.