一种对跖圆形的宽带共形阵列天线

窦海鹏， 樊东燕

(山西大学商务学院 信息学院， 山西 太原030031)

0　引　言

共形天线能够共形于非平面的载体表面而不影响载体的空气动力学特性等工作性能， 从而被广泛应用于导弹、 无人机、 雷达和通信等领域[1-6]. 微带天线及其阵列以其低剖面、 重量轻、 成本低、 易弯曲等优点， 成为共形天线的研究热点之一[7-11]. 文献[12]提出了一种应用于无人机上的共形天线， 虽然3 dB波束宽度可以达到197°， 但-10 dB带宽仅为28 MHz (807～835 MHz). 文献[13]对共形在圆柱体上的微带天线进行了理论分析， 给出了共形微带天线的数学计算公式， 但并未讨论共形天线阵列对天线带宽和增益的影响. 文献[14]提出了一种安装于导电柱上的共形端射天线阵列， 其-10 dB带宽可以覆盖6～18 GHz范围， 但不能工作于2.4 GHz频段. 随着通信技术的发展， 对工作于2.4 GHz频段的宽频带共形天线的研究已经引起了人们的重视[15]， 但相关成果较少.

本文提出一种工作于2.4 GHz频段的宽频带共形天线阵列. 该天线阵列采用对跖圆形的辐射贴片作为天线单元， 结构简单， 易于复杂载体共形. 首先对该天线单元的工作特性进行分析， 然后利用该结构分别组成串联4×1单元和串并联结合4×4单元的阵列天线， 并将两种阵列天线分别按照圆柱的方式共形， 对共形后的阵列天线的结构参数对天线性能的影响进行仿真分析， 实现宽带的共形微带天线阵列.

1　平面对跖圆形天线单元

图 1 给出了本文提出的对跖圆形天线单元结构， 选用柔韧性强、 易弯折的介质基板Rogers RO4533(h=0.75 mm,εr=3.3). 该天线采用对跖的圆形贴片作为辐射单元， 即两个圆形贴片分别置于介质顶端和底层， 且关于中心对称， 半径为r. 采用长为l1的微带线馈电， 馈线与圆形贴片间用一条长为l2的微带线相连， 天线单元的尺寸为w×l. 利用电磁仿真软件HFSS将上述天线单元的参数优化， 最终的结构参数如表 1 所示.

图 1　对跖圆形天线结构Fig.1　Structure of antipodal circular antenna

表 1　天线结构参数Tab.1　The parameters of antipodal circular antenna

图 2 为半径r变化对天线的反射系数(S11)的影响. 从图 2 中可以看出，r的变化可以影响天线的谐振频率， 随着r的减小， 天线的谐振频率增加. 当r=5.5 mm时， 天线可以工作在无线局域网 (WLAN) 2.45 GHz频段， 此时天线的-10 dB带宽为2.198～2.535 GHz. 天线在2.45 GHz的归一化的主极化辐射方向图如图 3 所示， 在y-z面具有良好的全向性， 而在x-z面呈现稳定的“8”字形. 另外， 该天线单元沿z轴方向(即0°方向)上有最大增益， 为2.4 dBi.

图 2　参数r变化对天线S11的影响Fig.2　Simulated S11 for different r

图 3　对跖圆形天线的主极化辐射方向图Fig.3　Simulated co-polarization radiation patterns

2　串联4单元横向共形天线阵列

2.1　串联4×1单元平面和共形天线阵列结构

将上述对跖圆形贴片结构串联组成4单元的平面天线阵列， 其结构如图 4(a) 所示. 对跖圆形贴片单元尺寸如表 1 所示， 相邻单元的圆形贴片之间间距d1为50 mm， 约为该介质上的微带线工作在2.4 GHz时的波长的一半. 介质基板依然采用Rogers RO4533 (h=0.75 mm,εr=3.3)， 长ls和宽ws分别为100 mm和255 mm.

图4(b)所示为将以上平面天线阵列以圆柱方式横向共形的天线阵列结构. 圆柱半径r1为35 mm，对跖的圆形贴片分别置于圆柱的外侧和内侧，且4个天线单元等间隔均匀分布于圆柱的四周.

图 4　串联4单元天线阵列Fig.4　Four elements series-fed antenna array structure

2.2　天线性能分析

利用电磁仿真软件HFSS对上述天线阵列进行了仿真. 图 5 为平面和共形成圆柱后的天线阵列的S11的仿真结果. 平面天线阵列在1.894～2.907 GHz 的频带范围内有3个谐振频率点 (1.93, 2.393, 2.817 GHz). 但是由于第一、 二谐振点间的频段 ( 2.01～2.02 GHz ) 的S11已经大于-10 dB， 从而形成了双频带. 当阵列天线共形后， 谐振频率减少为2个， 但是工作带宽得到展宽， 为 1.812～2.901 GHz (相对工作带宽46.2%)， 反射特性优于平面结构的阵列天线. 这是因为共形后圆柱四周的天线阵列相互之间形成新的耦合电容， 另外贴片弯曲改变了其阻抗， 使得天线在整个工作频段上都可以实现阻抗匹配. 图 6 为平面和共形阵列天线的阻抗特性的仿真结果， 可以看出平面阵列天线输入阻抗的实部和虚部在2 GHz附近都有明显的起伏， 明显偏离50 Ω和0 Ω的范围， 处于失配状态. 天线共形后， 其输入阻抗的实部曲线位于50 Ω阻值附近. 虽然大于2.5 GHz后， 其值出现上下起伏， 但浮动范围较小， 不超过25 Ω. 另外， 随着频率的增加， 共形天线输入阻抗的虚部也逐渐趋近于0 Ω， 可以认为在1.812～2.901 GHz 的频段上实现了阻抗匹配.

图 5　串联4单元天线阵列的S11Fig.5　Simulated S11 of four elements series-fed antenna arrays

图 6　串联4单元天线阵列的阻抗特性Fig.6　Simulated impedance characteristics of four elements series-fed antenna arrays

图 7为圆形贴片半径r变化对共形阵列S11的影响， 随着r的增加， 天线的谐振频率点由1个增至为3个， 且该参数主要影响天线的低频段， 当r=5 mm时， 天线-10 dB带宽最窄， 仅为2.4～2.7 GHz； 当r=5.5 mm时， 天线的带宽达到最宽. 可见，r对天线共形后的反射特性的影响较为明显， 是一个敏感的参数.

图 7　参数r变化对共形阵列S11的影响Fig.7　Simulated S11 of conformal array for different r

图 8 给出了连接圆形贴片的微带天线的宽度w2变化对共形阵列S11的影响. 对于共形结构， 参数的细微改变都可以影响天线整体的阻抗分布， 而导致失配， 所以无论w2减小或是增加都使得天线的工作带宽变窄. 当w2=2.5 mm时， 天线反射性能达到最优.

图 8　参数w2变化对共形阵列S11的影响Fig.8　Simulated S11 of conformal array for different w2

2.3　结果分析

综上所述， 对跖圆形贴片结构串联组成4×1单元的天线阵列可以有效地展宽天线的工作频带， 共形后的天线阵列可以进一步改善天线的阻抗特性， 通过优化参数r和w2， 4×1单元共形天线阵列的-10 dB带宽可以达到1.812～2.901 GHz (相对工作带宽46.2%).

3　串并联4×4单元纵向共形阵列天线

3.1　串并联4×4单元平面和共形天线阵列结构

本节将采用串并结合的方式实现一个4×4单元的纵向共形天线阵列， 并分析该阵列结构的工作特性. 首先， 采用并联的馈电方式， 利用功率分配网络连接上文中提出的串联天线阵列和馈电端口， 实现串并结合的4×4单元阵列天线， 平面结构如图 9(a) 所示. 功率分配网络可以实现功率平均分配， 确保每个辐射单元的馈电均等幅同相， 其尺寸为：w3=2.8 mm，l3=10 mm，w4=2 mm，l4=52.6 mm，w5=3.4 mm，l5=10 mm，l6=21.6 mm. 然后将该4×4单元阵列天线按照圆柱方式纵向共形， 即串联的子阵列单元与圆柱轴线平行， 子阵之间距离分别为：d2=52 mm，d3=69.2 mm. 4个串联的子阵列均匀地分布于圆柱的四周， 圆柱半径r2为40 mm， 如图 9(b) 所示.

图 9　串并结合4×4单元天线阵列Fig.9　Series parallel 4×4 elements antenna array structure

3.2　天线性能分析

图 10 为仿真的串并联4×4单元平面和共形阵列的S11. 从图中可以看出， 平面阵列的-10 dB带宽为2.188～2.803 GHz， 相对工作带宽为24.6%. 当阵列共形后， 出现了双频带， 带宽分别为2.316～2.367 GHz和2.588～2.858 GHz. 这是因为在仿真过程中， 不能保证圆柱内侧与外侧馈线在位置上完全重合， 有个别的子阵列出现角度偏移， 从而形成了双频带. 图 11 为圆形贴片半径r变化对该共形阵列S11的影响， 可以看出r的变化对两个频带都有影响. 随着r的减小， 第一个频带的反射特性变差， 甚至当r=5 mm时， 其S11已经大于-10 dB. 但对于第二个频带，r的减小却可以展宽其带宽， 当r=5mm时， 带宽为2.57～2.861 GHz.

图 12 为平面和共形阵列在2.8 GHz的归一化辐射方向图. 在x-z面， 平面阵列表现为定向辐射， 主瓣宽度约为20°， 而共形阵列则表现为全向辐射； 在y-z面， 平面和共形阵列具有相同的辐射模式， 最大的辐射方向在210°和330°附近， 主瓣宽度约为30°. 另外， 由于共形后天线单元分布于圆柱的四周， 其辐射也向四周分散， 所以共形阵列天线在x-z面和y-z面的辐射增益普遍小于平面阵列， 但是其x-y面的辐射却有所增加. 串并联4×4单元平面阵列的最大增益为13.3 dBi， 而共形阵列的最大增益则降至7.2 dBi.

图 10　串并联4×4单元天线阵列的S11Fig.10　Simulated S11 of series parallel antenna arrays

图 11　参数r变化对4×4单元共形阵列S11的影响Fig.11　Simulated S11 of conformal array for different r

图 12　串并联4×4单元天线阵列的辐射方向图Fig.12　Simulated radiation patterns of series parallel antenna arrays

3.3　结果分析

综上所述， 对跖圆形贴片结构串并联4×4单元共形天线阵列可以实现双频带工作模式(2.316～2.367 GHz和 2.588～2.858 GHz)， 且在x-z面可以实现全向辐射， 最大增益为7.2 dBi.

另外， 表 2 总结比较了本文提出的平面和共形阵列天线的性能. 可以看出， 平面阵列天线具有较高的增益， 但是为定向辐射； 而共形后的天线可以实现全向辐射. 另外， 串联4×1单元横向共形阵列可以实现较宽的工作带宽. 而串并联 4×4 单元纵向共形阵列， 由于子阵列间的匹配以及仿真误差等因素， 带宽较窄， 但相对于串联联 4×1单元横向共形阵列可以获得更高的增益.

表 2　平面和共形阵列天线性能的比较Tab.2　Comparison of performance between planar with conformal antenna array

4　结　论

本文提出的宽带对跖圆形共形阵列天线结构简单， 性能良好， 可以通过改变圆形贴片的半径来控制天线的谐振频率. 当天线采用串联的馈电方式组成4×1单元阵列并以圆柱的方式横向共形时， 其工作带宽为1.812～2.901 GHz (相对工作带宽46.2%)， 比平面阵列的带宽展宽了14.8%. 而当天线继续以串并结合的馈电方式组成4×4单元阵列， 并以圆柱的方式纵向共形时， 虽然带宽变窄， 但其设计便于减小天线尺寸， 提高天线增益， 同样具有一定的实用价值. 通过调整该阵列天线的尺寸， 依然可以使其工作在 2.4 GHz 无线局域网 (WLAN)频段， 完全满足复杂的无线通信设备的使用需求.