高效串联电池组均衡器研究①

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(长安大学汽车学院，陕西 西安 710064)

0 引 言

在纯电动汽车等对电流及电压需要较大的设备中，需要对单体电池进行串并联[1]。但受限于电池制造精度的不足，串联各单体之间会存在电压与容量的差异，现阶段通过电池均衡技术解决串联各单体在使用过程中出现不一致性[2]，其研究集中于均衡电路拓扑结构研究和均衡控制策略改进两大方面[3]，综合现阶段的研究现状，提出以基于改进型Boost电路的均衡器为核心的均衡拓扑电路，该均衡电路能实现单体间的电量转移，克服了相邻单体之间并联电容的均衡电路[4]存在的均衡路径较长、受影响单体多的缺点，且均衡效率较以电容或电感作为介质将电量在两单体间进行转移的均衡电路[5,6]显著提升。另外不涉及具体均衡控制策略的研究，但在均衡指标的选取上，考虑到端电压作为均衡指标[7,8]存在平台期长、均衡误差大的缺点，在研究过程中以电池荷电状态(State of Charge,SOC)作为均衡指标，且均衡指标SOC的参数来自于MATLAB/Simulink 自带电池模型中的SOC估算功能，不涉及具体SOC估算方法[9]。同时均衡电路为非隔离直流转换电路，拓展性强，可与现行的针对多单体的分层均衡结构适配[10]。

1 均衡电路拓扑结构

均衡电路拓扑结构如图1所示，该均衡电路包含开关组a、开关组b、串联电池组(文中以6节单体电池串联为例)以及均衡器四部分，其中开关组a位于均衡器输出一侧，开关组b位于均衡器输入一侧。在一次均衡过程中，通过控制开关组a、b相应开关管的导通，该串联电池组中的最高与最低均衡指标(本文中以SOC为例)单体被分别接在均衡器的输入与输出端，电量经由均衡器从高SOC单体转移至低SOC单体。

图1 均衡电路拓扑结构

2 均衡器结构及电路分析

2.1 均衡器结构

假设在图1所示的均衡电路拓扑结构中，经检测判定均衡开启，且最高与最低SOC单体分别为B1与B2，开关组a、b相应开关管导通(导通控制过程非本文研究重点)，得到如图2所示的均衡器电路。如图中所示电感Lm、开关管S、二极管D及滤波电容C2构成Boost电路，由Boost电路的升压特性，其输出端电压高于输入端电压，相较于传统的电容式均衡器均衡电流得以提升，且均衡电流大小与控制开关管S的PWM占空比相关，由于不涉及对均衡控制策略的研究，下文中以矩形脉冲电压信号源作为开关管的控制信号。另外谐振电容C1与谐振电感Ls构成谐振回路，利用谐振电路的振荡特性，在谐振电容两端电压为零时，即开关管S两端电压为零时导通开关管S，减少开关损耗。

图2 均衡器电路拓扑

由图2，均衡器电路的基础为Boost电路，而在Boost电路中又按照流经电感Lm的电流是否过零，将其分为连续、不连续以及临界状态，为了防止振铃现象的出现[11]，电感Lm应该工作在电流连续状态，根据电感电流连续临界条件：

(1)

式中，R为输出端电阻值，此处表现为被均衡单体内阻；Dc为对开关管进行控制的PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)占空比；Ts为开关周期。

在对电感Lm进行选值时，应该大于式(1)中电感临界值，使电路工作在电流连续状态。另外在对谐振回路进行设计时，谐振电容C1并联在开关管两端，为了实现开关管导通前两端电压为零，在一个开关周期内，谐振电容C1必须出现过零点，则开关周期大于谐振周期，即开关频率fs小于谐振频率f0，即：

(2)

式中，fs为开关管S的开关频率；f0为LC谐振电路的谐振频率；Ls为谐振电感的电感值；C1为谐振电容的电容值。

2.2 均衡器电路分析

基于2.1中对均衡器电路各组成元器件间关系的分析，作出如图3所示的一个周期(t0～t4)内均衡器主要元器件的模拟量(电流或电压)波形图。

图3 均衡器主要元器件模拟量波形图

图中Ugs为矩形脉冲电压信号源波形图，此处作为开关管控制信号控制开关管栅源极间电压。电压U0为开关管的阈值电压，当电压Ugs达到阈值电压U0时开关管S导通，反正则关断。根据开关管S的导通与关断过程，选择开关管导通前两端电压过零点作为分界点，可将一个周期分为四个阶段，各阶段的主要元器件模拟量波形已在图3中给出，且各阶段均衡器电路原理图如图4所示。

图4 均衡器各阶段电路原理图

阶段1(t0～t1)：如图4(a)中所示，该阶段为开关管导通前，电容C1充分放电，开关管两端电压为零，且此时流经电感Ls的电流大于流经电感Lm的电流，开关管的寄生二极管De充当续流二极管，开关管反向导通，保证t1时刻开关管导通时两端电压为零。

阶段2(t1～t2)：如图4(b)中所示，在t1时刻开关管S导通，电感Lm进入储能状态，电感Ls对输出端释放电量，则流经电感Lm的电流逐渐增大，流经电感Ls的电流逐渐减小，且Ls在t2时刻断流。

阶段3(t2～t3)：如图4(c)中所示，电感Ls断流，电感Lm持续储能，电容C2对单体B2放电以维持输出端电压稳定。

阶段4(t3～t4)：如图4(d)中所示，开关管S关断，单体B1与电感Lm对外放电，C1两端电压先增加，后由于二极管D正向导通，电容C1与电感Lm同时对电感Ls放电，电容C1在t4时刻放电完毕，两端电压降至零。

由以上的均衡器电路原理分析可知，在一个周期内，均衡器以电感Lm、电容C1、电感Ls以及电容C2作为储能单元，分阶段的将电量从单体B1转移至单体B2，其中在阶段1，根据式(2)控制电容C1在开关管导通前端电压为零，在阶段3由于LC谐振，二极管导通前电流为零，减小了开关管与二极管的导通损耗，在一定程度上提升了均衡器的均衡效率。

3 仿真验证

3.1 仿真模型搭建

基于以上的分析，在MATLAB/ Simulink 仿真环境下对该均衡器进行建模仿真。锂电池模型选取MATLAB/ Simulink自带锂电池模型，设定额定电压为3.7V，额定容量为2500mAh，B1与B2单体的SOC初始值为80%与70%。在仿真模型中，设置矩形脉冲电压信号源的占空比为0.6，结合式(1)、(2)的赋值条件，计算得均衡器各组成部件赋值如下：Lm=0.2mH，Ls=0.04mH，C1=0.18μF，C2=2.2μF，开关频率为fs=40kHz。根据计算值搭建如图5所示的仿真模型进行均衡器仿真。

3.2 仿真结果及分析

对3.1中所搭建的仿真模型，设置仿真时长为10s，得到的仿真结果如图6所示，由图易知高指标单体均匀放电，低指标单体均匀充电，均衡过程中未出现异常波动，充放电曲线斜率为定值，且由曲线趋势知两单体在均衡终了时SOC值趋于一致。具体的，10s的仿真过程中，单体B1起始SOC为80%，终止时的SOC为79.9187%，单体B2相应SOC值分别是70%与70.0669%，又因为两单体额定容量一致，根据10s的仿真结果，假设均衡全程(均衡起始至两单体SOC一致)耗时tend，可对均衡全程效率做如下的简单计算：

图5 均衡器仿真模型

图6 两单体SOC仿真曲线图

由于仿真过程中未考虑线路损耗，此处将线路损耗忽略不计，有：

(3)

由对均衡效率的计算可知，该均衡器的均衡效率能达到80%以上，其主要原因是此方案所设计的均衡器能够让功率开关管导通前两端电压为零，且二极管D导通前电流为零，在高频开关电路中，对均衡效率的提升效果较好。但该均衡器仍有20%左右的损耗，分析认为原因是：由于Boost电路的加入，输出端的均衡电流变得较大，获得均衡速度提升的同时，也加大了电池内阻发热损耗。

4 结 语

文中所提出的均衡器结构简单，以Boost电路作为均衡基础，提升了均衡电流，让均衡得以快速进行，同时可以通过调节控制开关管的PWM占空比对均衡电流进行调节，后续可以建立反馈调节机制，根据不同的均衡指标差选择不同的均衡电流。另外，该均衡器通过协调Boost电路与LC谐振电路，让开关管导通前两端电压为零，减少了开关损耗，提升了均衡效率，损耗散热降低，减轻了电池热管理压力。但是，由于能量在两单体间进行转移，针对串联电池组单体较多的情况，为了满足同时对多单体进行均衡，需要设置多组均衡器进行串并组合，相比被动均衡而言，提高了均衡成本。