一种短波宽带中频信号数字化实现方法

陈侃 皮明峰 王国波

摘要：文章提出一种短波宽带中频信号数字化实现方法。先对宽带中频信号进行带通采样。为保证多相滤波信道化工程实现，提出双FPGA协处理架构。之后对降采样低通滤波和多相滤波信道化实现方案进行资源分析，得出一种最佳的宽带中频信号数字化实现方法。

关键词：多相滤波；中频数字化；降采样

短波通信通过电离层反射来实现远距离通信。由于电离层高度和密度的时刻变化，使得短波通信稳定性较差。同时，3?30 MHz短波通信频段内的全球用户众多。电磁环境复杂，又极易受到其他通信干扰。为获得抗干扰稳定通信能力，采用宽带接收的频率分集合并技术是种不错的解决方案[1]。但受A/D和FPGA器件处理能力制约，传统短波接收机只能对单个3 kHz带宽的窄带中频信号进行数字化处理。近年来，随着器件能力提升，采用目前高性能的A/D和FPGA芯片使短波宽带中频信号数字化实现成为可能。

1 宽带中频信号下变频设计

对于带通信号，假设信号中心频率为f0；，那对应的上下通带的截止频率为fh=f0+B/2， fl=f0-B/2。其中，B为所处理信号的带宽，根据带通采样定理对其进行均匀采样，满足采样值不失真地重建信号的充要条件为：

本设计中： fh==63+6/2=66 MHz，fl=63-6/2=60 MHz。根据式（1）可得采样频率的频率选择范围为：12∪（13.2，13.3333）∪（14.6667，15）∪（16.5，17.1429）∪（18.8571，20）∪（22，24）∪（26.4，30）∪（33，40）∪（44，60）∪（66，120）∪（132，+∞）单位MHz。考虑到后续下变频降采样过程的整数倍抽取，这里A/D器件选择的采样速率为78.643 2 MHz。

为提升的频率分集增益效果，对于6 MHz带宽的短波中频信号，数字接收机至少需要具有512路基带信号的多相滤波信道化处理能力。而目前单片Virtex-5系列FPGA芯片处理能力无法满足要求。由于芯片间RapidIO高速串行接口的支持，这样便可以采用多芯片协处理的方案来实现我们的目标，双FPGA协处理架构如图1所示。

实现步骤如下：

（1）首先，FPGA1通过A/D器件完成对中心频率为63 MHz，带宽6 MHz的中频信号数字采样。之后利用芯片间的RapidIO高速串行接口，将采样数字信号的复制传输给FPGA2以实现并行处理架构。

（2）每片FPGA可通过NCO来实现频谱搬移功能：NC01选择的混频频率为61.5 MHz，NC02选择的混频频率为64.5 MHz。再通过后续低通滤波可以将60?66 MHz的频段划分为2个3 MHz带宽的等间隔区间。即FPGA1处理60?63 MHz频段的中频信号，FPGA2处理63?66 MHz频段的中频信号。

（3）中頻采样信号经过频谱搬移后将进行下变频处理。下变频总抽取倍数为16倍，采样率由78.643 2 MHz降低到4.915 2 MHz以便之后的多相滤波信道化处理。

一般高倍数降采样率系统的滤波设计可以采用级联的方式实现，以降低运算量和存储资源的耗费。通常低通滤波器的实现阶数由Kaiser公式进行估计[2]，当每级滤波器的通带波纹和阻带衰减均一致的话，可将公式简写如下：

可获得运算量的最大节省。很明显采用两级实现方案，第一级将采样率抽得尽量低是最佳选择。即实现16倍低通降采样，先对中频信号进行8倍抽取后再进行2倍抽取低通滤波，为最省器件资源的实现方案。

2 多相滤波信道化设计

降采样后的中频信号将进入多相滤波信道化实现过程，可以采用低通滤波器实现方法[3]：设输入信号为x（n）则可先将x（n）移至零频处再低通滤波，能直接得到基带信号。设低通滤波器的冲击响应为h（n），那么得到的基带信号为：

2.1 多相滤波设计方案1

两片FPGA均工作在4.915 2 MHz的采样率下，通过多相滤波多信道化处理，分别输出256路采样率为38.4 kHz的基带数据流，根据预先设定的频率中心值，将每个3 kHz带宽的窄带基带信号从其频谱中心搬移到零频，这样输出的256路数据流中，每路基带信号的通带范围为[-12 kHz，12 kHz]，相邻通道数据流的中心频点相隔19.2 kHz。

2.2 多相滤波器设计方案2

两片FPGA均工作在4.915 2 MHz的采样率下不变，通过多相滤波信道化处理，分别输出512路采样率为19.2 kHz的数据流，根据预先设定的频率中心值，将每个预设频点的3 kHz基带信号频谱中心搬移到零频，输出的512路数据流中，每路信号的通带范围为[-6.5 kHz，6.5 kHz]，相邻通道数据流的中心频点相隔9.6 kHz。

2.3 两种方案FPGA资源消耗情况

两种多相滤波信道化方案的FPGA资源消耗估算情况，如表1所示。

由表1可知：方案2较之方案1的DSP资源多消耗20个，存储资源多用77个18 kB的BlockRAM。如果在进行宽带下变频时，采用I、Q串行输入的方式进行低通滤波，比并行输入方式滤波可节省DSP资源22个，以弥补后续多相滤波DSP资源的消耗。但又考虑到基带信号后续需要进行能量检测处理，若采用方案1需要通过4倍抽取滤波及匹配滤波处理；而采用方案2要进行2倍抽取滤波及匹配滤波处理，资源消耗是方案1的2倍。同时，在多相滤波信道化设计中采用子信道带宽越窄，相邻信道的暂态效应越严重[4]，所以综合考虑方案1为最佳的宽带中频信号数字化实现方案。

3 结语

随着通信器件处理能力的高速发展，使多相滤波信道化工程实现成为可能。传统短波窄带通信方式不稳定的弊端，在频率和空间分集技术的引入下迎刃而解。短波通信也将由可用变得更加好用。

[参考文献]

[1]刘丽哲.瑞利衰落信道下带内频率分集性能分析[J].无线通信技术，2012（6）：36-37.

[2]杨小牛，楼才义，徐建良.软件无线电原理与应用[M].北京：电子工业出版社，2006.

[3]邓小炜.中频信道化数字接收机方案与算法研究[D].成都：电子科技大学，2008.

[4]姜建军.基于多相滤波的超宽带接收机研究及FPGA实现[D].南京：南京航空航天大学，2010.