一种用于RFPA的双模混合包络跟踪的电源调制器

潘晓军，刘汇源，张宏广，徐 鹏，洪志良

(复旦大学 专用集成电路与系统国家重点实验室，上海 201203)

近年来，随着移动应用多样化，现代无线通讯系统所要求的数据传输率飞速增长，无线通讯信号的调制方式也变得越来越复杂[1].例如长期演进(Long Term Evolution, LTE)系统采用拥有高频谱效率的调制方式，这导致调制信号的包络不再是恒定的，并且随着调制复杂度的提升，包络信号的带宽和峰值与平均功率比(Peak-to-Average Power Ratio, PAPR)也随之增大.由于包络信号的PAPR较大，射频功率放大器(Radio Frequency Power Amplifier, RFPA)大多数时间工作在远离峰值的中低功率输出区域，造成RFPA系统效率随着PAPR的增大而下降明显.因此近年来提出了一些包括包络跟踪(Envelope Tracking, ET)等改善RFPA系统工作在功率回退区时效率的技术.包络跟踪电源调制器(Envelope Tracking Supply Modulator, ETSM)跟踪输入的包络信号，并根据该包络信号来调制功率放大器(Power Amplifier, PA)的供电电压，使PA的供电电压与输入包络信号成一定比例.由于ET技术可明显提高RFPA系统的效率，包络跟踪电源调制器也成为无线通信领域的一个研究热点[2-4].虽然在高输出功率时，ETSM具有较高的效率，但在低输出功率时，ETSM自身静态功耗较大的导致其效率明显下降.本文针对目前LTE包络信号带宽和PAPR不断提升以及低输出功率下时ETSM效率较低的问题，设计了一种高效率、宽带双模混合架构包络跟踪电源调制器.中高输出功率时，该电源调制器工作在ET模式，而在低输出功率时，它将切换至平均功率跟踪(Average Power Tracking, APT)模式.通过工作模式转换，来保证电源调制器在整个输出功率范围内拥有较高的效率.

1 双模混合型电源调制器系统的架构

本文设计的双模混合型电源调制器的系统架构如图1（@@@426页）所示.该电源调制器由4个模块组成: 线性放大器(Linear amplifier)、包络跟踪降压型直流变换控制器(ET BUCK controller)、平均功率跟踪降压型直流变换控制器(APT BUCK controller)和一个共享的功率级.图1下方的RFPA为外部负载，在本次设计中采用6.2Ω电阻和680pF电容并联来等效.传统的电源芯片设计中，每个直流-直流(DC-DC)变换器都各自有一个功率管.如果该电源芯片有多个DC-DC变换器，那也就需要相应数量的功率管，这样的设计不仅增加了大量的版图面积，而且每个功率管都需要一套片外无源器件，这也增加了成本开销.在本次设计中，引入功率管共享概念，即包络跟踪和平均功率跟踪DC-DC变换器两者共用一套功率管，这样做既减少了芯片面积，又减少了一个片外电感开销.ET模式下，高效率的包络跟踪降压型变换器(ET BUCK)提供在包络信号中占主要部分的低频能量，而低效率的线性放大器只需提供高频能量.APT模式下，根据外部提供的7位参考电压数字控制信号，平均功率跟踪降压型直流变换控制器生成相应的参考电压和占空比信号，同时功率级中的多路复用器(Multiplexer)选通APT占空比信号以控制功率级产生所需输出电平.

图1 双模混合型电源调制器架构Fig.1 Architecture of the proposed dual-mode hybrid supply modulator

2 双模混合型电源调制器原理分析及电路实现

2.1 迟滞控制单元

图2 包络跟踪模式电路框图Fig.2 Block diagram of ET mode

当电源调制器处于包络跟踪模式时，线性放大器和包络跟踪降压型直流变换器协同工作.包络跟踪模式电路框图如图2所示，ET BUCK采用迟滞控制模式，迟滞控制单元由跨阻放大器和迟滞比较器构成.线性放大器输出级的电流由一个N∶1的电流镜比例缩小后经跨阻放大器转变成电压，横跨在电阻R2两端的迟滞比较器根据R2上电压的极性生成功率级的占空比信号.采用跨阻放大器可促使V2和V1两点的电压相等，使M1和M3的源漏电压相等，这样可以提高比例电流的精度.迟滞控制模式下，镜像电流的大小和方向决定了包络跟踪降压变换器的工作状态: 当线性放大器对负载供电时，镜像电流方向为从R1流向R2，R2的电压极性为上正下负，则占空比信号为低电平，ET BUCK处于充电状态，此时线性放大器和ET BUCK同时对负载供电.当ET BUCK提供的能量多于负载所需时，线性放大器停止对负载供电，且多余能量会通过线性放大器功率管M2泄放，此时镜像电流方向从R2流向R1，R2的电压极性为上负下正，占空比信号为高电平，ET BUCK处于放电状态.

文献[5]中提到，采用迟滞控制方式的开关频率可以表示为

(1)

其中:VDD为电源电压；R2为镜像电流采样电阻；N为镜像电流的比例系数；Vh是比较器的迟滞电压门限.包络跟踪电源调制器的效率与开关频率相关.一方面，如果开关频率过低，包络跟踪降压型变换器的效率可提高，但低效率的线性放大器需要提供更多的低频能量，这反而导致系统效率下降；另一方面，如果开关频率提高过多，虽然效率较高的包络跟踪降压型变换器也可分担部分高频能量的供给，但其自身的开关损耗和导通损耗会增加很多，导致系统效率的降低.因此，需要仔细调整开关频率.本设计中，针对40MHz的包络信号，开关频率优化在18MHz左右.

2.2 电源调制器的输出噪声

图3 ETSM输出噪声分析的简化开环模型Fig.3 Simplified open-loop model for output noise analysis of ETSM

如图3所示，热噪声(Thermal noise)和开关噪声(Switching noise)是电源调制器噪声的主要来源，其中起主要作用的是来自包络跟踪降压型直流变换器的开关噪声.Zind是电感的感抗，等效输出阻抗Zout是负载电容容抗(1/sCL)和线性放大器输出阻抗(ZLA)的并联.要减小开关噪声，就需要较大的电感和较小的线性放大器等效输出阻抗.ZLA的表达式可以写为

(2)

因此可以通过提高线性放大器的环路带宽A(s)β或减小线性放大器开环时的输出阻抗来降低等效输出阻抗Zout.另外在选取电感值时可以在保证电源调制器效率前提下取大一些，可以增大电感的等效阻抗.

2.3 功率管尺寸调整技术

传统设计中，功率管的尺寸优化在大输出功率区域，并且一旦确定就不能改变，但当输出功率降低，电源调制器由于较大的开关损耗，导致效率明显降低.为了提高在整个输出功率范围内的转换效率，本次设计引入功率管尺寸调整技术.首先根据最大输出功率优化功率管的尺寸.功率管的损耗主要来源于导通损耗和开关损耗.功率管的导通损耗可以表示为式(3)和(4):

(3)

(4)

其中:Ron0,PMOS和Ron0,NMOS为PMOS和NMOS功率管单位沟道宽度的导通电阻；Irms,PMOS和Irms，NMOS为流过PMOS和NMOS功率管的电流；WPMOS和WNMOS为PMOS和NMOS功率管的沟道宽度.功率管的开关损耗可以表示为式(5)和(6):

(5)

(6)

其中：Cg0，PMOS和Cg0，NMOS为PMOS和NMOS功率管单位沟道宽度的栅极电容值；fsw为功率管的平均开关频率.由此功率管的总损耗可以表示为式(7)和(8):

(7)

(8)

利用MATLAB计算式(7)和(8)就可以得到PMOS和NMOS功率管的最优尺寸，如图4(a)和(b)所示.可得PMOS功率管的沟道宽度为30000μm，NMOS功率管的沟道宽度为12000μm.然后将整个功率管分为8等份，根据输出功率大小不同，使能不同份数的功率管，这样可以动态调整功率管的开关和导通损耗，改善转换效率.图5(a)为功率管分段示意，SP和SN为功率管的使能信号.图5(b)为输入40MHz包络信号时，不同尺寸功率管效率的仿真示意图.最上侧黑色较粗曲线为功率管尺寸根据不同输出功率进行优化后的效率仿真曲线，它下侧的8条细曲线分别为采用1～8段功率管时的效率仿真曲线.由仿真可知，在中低功率输出范围内，通过使用功率管尺寸调整，电源调制器的效率能提升3%～5%.

图4 功率管功率损耗与尺寸的关系Fig.4 The relationship between power loss and size of power transistor

图5 功率管调整技术的示意及效率仿真Fig.5 Schematic and simulation for efficiency of segmented power transistor

2.4 平均功率跟踪降压变换控制器

当所需输出功率低于18dBm时，若再继续采用包络跟踪模式，由于ETSM本身的静态功耗较大，导致系统效率下降明显.此时，电源调制器切换至平均功率跟踪模式，2种模式的切换需通过外部的控制信号实现.如图6所示，射频信号可以表示为一个个不同的时隙(Timeslot)，不同时隙的信号拥有不同的峰值电压，相邻时隙间的转换时间为10～20μs.因此，平均功率跟踪降压变换器最低输出电平和最高输出电平之间的切换时间要小于20μs，这是设计时的一个难点.传统的电压控制模式的响应速度较慢，而电流控制模式结构又比较复杂，而基于纹波的控制模式根据输出端电平的变化直接控制功率管，具有瞬态响应快的特性，所以本次设计采用基于纹波的固定导通时间控制模式.

平均功率跟踪降压变换控制器的电路框图如图7所示.传统电路中，当参考电压改变时，参考电压会迅速由当前值切换到下一个值，这就造成了电感电流的突然增大，这对功率管的安全性造成很大威胁.另外，参考电压突变还会导致输出电压过冲或下冲的情况，恶化了输出电平的转换时间.为了进一步减小输出电平的转换时间，本设计提出“参考电压软切换”的技术，即参考电压由突变改为缓变，它会在预定时间内逐渐变化到所需的值.这样做可以基本消除输出电平转换时的过冲，缩短了转换时间.该技术由参考电压产生器实现，它左侧的7位控制信号为外部给入的参考电压数字信号.左下侧为5MHz时钟模块，它使参考电压产生模块输出的参考电压每一时钟周期改变16mV，直至到达所需的参考电压值.时钟模块的两位控制信号用来调节该模块内部的电容阵列，使得在不同工艺角下的时钟频率稳定.控制级主要由迟滞比较器、RS触发器和导通时间控制器组成.比较器比较输出端采样电压和参考电压的差异，如果采样电压低于参考电压，比较器输出为低电平，RS触发器输出置0，占空比信号为低电平，降压变换器处于充电状态.同时，触发器的低电平会触发导通时间控制器进行计时，经过所设定的导通时间后，会将RS触发器置1，而RS触发器的高电平也会重置导通时间控制器，此时占空比信号变为高电平，降压变换器处于放电状态.不断重复上述过程，使输出电压保持稳定.控制级的3位控制信号是导通时间校准信号，以保证在不同工艺角情况下导通时间的精确性.右下侧的2个模块分别为等效串联电阻(Equivalent Series Resistance, ESR)纹波补偿模块和非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode, DCM)控制模块.由于外接电容上的等效串联电阻RESR是一个不可控量，所以设计了ESR纹波补偿模块用来提高系统在不同情况下工作的稳定性.DCM控制模块是考虑功放有可能进入待机模式，此时的功耗较低，进入DCM模式可以减小电源转换器的待机功耗.

图6 平均功率跟踪模式输出电平示意Fig.6 Diagram of APT output voltage waveform

图7 平均功率跟踪降压变换控制器框图Fig.7 Block diagram of APT BUCK controller

2.5 线性放大器

对40MHz包络信号做傅里叶变换可以发现，仍有相当部分能量分布在100MHz以外，因此为了减少输出失真，需要确保线性放大器的带宽为输入信号带宽的4～6倍.线性放大器的主体电路图如图8所示，由于输入信号的摆幅较大，所以输入级采用轨至轨的结构.放大级为折叠共源共栅型可提供较高的直流增益，以提高放大器的精度.输出级采用Class-AB结构，这样做的优点有3方面: 其一，静态时功率管处于微导通状态，静态功耗较小；其二，功率管可以拥有较大的输出摆幅，这样放大器的输出可以较好跟随输入信号；其三，Class-AB型的偏置方式可以使功率管拥有较大的电流输出能力.C1和C2为补偿电容，不同于一般跨接在第1级和第2级输出端之间的接法，这种接法的好处是在相同的静态功耗下，可以获得比传统米勒补偿更大的带宽.

图8 线性放大器的主体电路图Fig.8 The core schematic of linear amplifier

3 芯片实现及测试结果

图9 芯片照片Fig.9 Chip photomicrograph

此次设计的双模混合型电源调制器采用TSMC的65nm工艺实现，芯片面积为1.0mm×1.0mm，图9为芯片照片.片外电感和电容分别为3.3μH和4.7μF，6.2Ω电阻和680pF电容并联作为等效RFPA模型，用来测试该电源调制器的性能.

测试时，采用了2种不同频率的LTE包络信号： 一种是40MHz的包络信号，其峰值平均功率比为7.9dB；另一种是20MHz的包络信号，其峰值平均功率比为6.4dB.图10为采用40MHz包络信号输入时，包络跟踪模式的测试结果图.上方波形为输出电平，下方波形为输入包络信号，可发现输出电平能较好地跟随输入信号.为了评估包络跟踪模式的跟踪性能，需要量化输入和输出之间的误差.输入包络信号和输出电压之间的失真率由下式给出:

(9)

根据式(9)计算得到上述测试情况下的失真率小于0.5%.这表明电源调制器具有良好的包络跟踪能力.图11给出了包络跟踪模式下，电源调制器转换效率与输出功率之间的关系曲线.当输入为20MHz包络信号时，最大转换效率可达81%；当输入为40MHz包络信号时，最大转换效率也可达78%.如果只采用线性放大器供电，也可以完成包络跟踪，但其效率在输入40MHz的LTE包络信号时只有不到50%；而只采用降压型直流变换器供电，虽其自身转换效率可达85%以上，但其无法跟踪包络信号，造成供电电压和PA所需电压之间的裕量较大，因此为PA供电的效率较低.而线性放大器-降压型变换器混合架构输出(即为包络电压的供电)电压和PA所需电压之间的裕量很小，转换效率基本可以认为是为PA供电的效率.因此这种混合型架构提高了电源调制器的供电效率.

图10 40MHz包络输出信号的测试结果Fig.10 Test result for 40MHz LTE output signal

图11 包络跟踪模式的测试效率Fig.11 Measured efficiency of chip at ET mode

图12(a)为平均功率跟踪模式下输出电平连续跳变测试，上方波形为输出电平，下方波形为7位参考电压控制信号的最高位INREF_APT〈6〉，改变该位信号，输出电平的改变量为1V.图12(b)和(c)为平均功率跟踪模式时输出电平从低到高跳变和从高到低跳变的测试结果.由测试得到输出电平从低到高和从高到低的跳变时间分别为12.6μs和12.7μs.该转换时间低于4G射频信号相邻时隙转换时间，可以满足平均功率跟踪模式的使用要求.

图12 芯片平均跟踪模式输出电压跳变测试(0.8～1.8V)Fig.12 Output voltage transition at APT mode of chip (0.8—1.8V)

图13 ET和APT模式的电源功耗Fig.13 Supply power consumption of ET and APT

图13为电源调制器2种模式供电时所消耗能量的比较图.设某时隙包络信号的峰值电压为Vpeak，若采用APT模式供电，需输出的电压为Vpeak，此时电源调制器消耗的功率为PAPT；若采用ET模式供电，则电源调制器消耗的功率为PET.由图可得当包络信号的功率小于180mW时，采用APT模式供电消耗更少能量，因此双模混合架构改善了传统包络跟踪电源调制器在低输出功率时的效率偏低的问题.

4 结 语

本文介绍了一种双模混合型电源调制器，采用TSMC工艺65nm进行电路设计和测试.该电源调制器通过共享功率管技术，节省了20%的版图面积，另外还减少了一个片外电感.在包络跟踪模式下，通过功率管尺寸调整技术，中低输出功率时的转换效率得到了改善.当输入40MHz包络信号，输出功率为500mW时，最大转换效率可达78%.在平均功率跟踪模式下，通过“参考电压软切换”技术，使输出电平在跳变时的过冲或下冲大大减小，最终跳变转换时间低于13μs，能够满足4G射频信号相邻时隙切换时间的要求.本设计的电源调制器与文献[1，3-4]电源调制器的性能参数进行对比如表1所示.文献[3]采用的是快-慢开关电源加线性放大器的混合架构，这样线性放大器要提供的功率下降，整体效率得以提升，但这种架构需要两个片外电感，大大增加了PCB面积和硬件开销.文献[4]是单电感双输出架构，电感分两阶段工作: 参与包络跟踪和为线性放大器的储能电容充电.当电感给线性放大器储能电感充电时，不能参与包络跟踪，所以此时都要线性放大器进行包络跟踪输出，导致这阶段效率很低.在1W左右的输出功率时，其效率只有62%，明显低于其他文献同功率时的效率.本文提出的电源调制器在效率和外部硬件开销之间进行了折衷，并具有跟踪40MHz包络信号的能力.对比结果表明本文设计的电源调制器可以调制频率更高的LTE包络信号并保持较高的转换效率，同时在较低的电源电压下也可以获得较大的输出功率.另外本设计还具备平均功率跟踪模式，可以满足更多的应用场景.

表1 电源调制器性能对比