一种低剖面混合结构引信天线设计研究

亓 东，王孟伦，李 晓，陈 彬

(中国空空导弹研究院，河南 洛阳 471009)

0 引 言

微带天线是一种体积小、剖面薄、重量轻的小型化天线，其整体具有平面结构，容易实现导弹、卫星等载体表面的完整共形，在通信设备及武器装备上有较为广泛的应用[1]。大多数微带天线在整体结构及馈电方式实现上较为简便，当相对增益较高或有特殊波束要求，则需要采用阵列或特殊结构的微带形式。天线工作于较高频段如毫米波波段时，相对复杂的馈电线所引起的辐射损耗会引起天线整体的阻抗失配，造成远场方向图的畸变。

引信天线是弹载武器系统的重要组成部分，承担末端对目标的回波探测功能[2]。目前，引信天线多采用波导缝隙类天线或微带线性阵列天线形式，存在安装空间大、成本高及方向图控制困难等问题。本文设计了一种低剖面微带混合结构形式的行波天线阵列结构，天线可便捷形成侧射双波束辐射方向图，阵列的辐射单元为多个独立微带贴片，采用带状线平行定向耦合器对辐射单元馈电，新型多层的介质分布结合开口辐射窗的混合结构形式,既实现了单口径双波束以满足引信多任务的诉求，又易于共形安装，同时也展宽了天线的整体带宽。

1 低剖面混合结构天线实现原理

1.1 常规平面结构微带天线

无线电引信实现对空中飞行目标的作战功能，完成对目标的近距探测任务。其远场方向图要求在弹体周向实现宽波束覆盖，轴向方向窄波束且波束前倾，前倾角度由引战配合决定[3-5]。当采用微带阵列天线实现时，为实现前倾设计，天线需要采用行波线性阵列方式。阵列采用微带直线阵时，其平面布局方式如图1所示，其中，金属馈线及矩形贴片均置于单层介质基板上，当需要实现波束倾角调整时，对馈电线进行相位调整处理，如图2所示。

图1 直线阵行波微带天线Fig.1 Linear array travelling-wave microstrip antenna

图2 折线型微带阵列Fig.2 Polyline microstrip antenna

图2中，通过调整相邻单元之间折线的长度，可以改变单元间馈电相位差，从而达到调整波束倾角的目的[6]。但当工作于毫米波频段时，折线部分的直角弯头或曲线形式造成的辐射将产生较大的寄生辐射，类似于城墙线天线，其馈线的空间辐射可能超过矩形贴片的辐射，造成远场方向图的畸变。对于单层微带结构，采用并馈方式，利用微带功分器可以达到相位调整的目的，但复杂毫米波功分器造成的辐射同样难以忽略[7-9]。

1.2 混合结构天线

本文采用多层结构带状线对开口矩形贴片进行馈电，天线通过在多层板开口露出有效电平面，可有效避免馈线的辐射，得到高效天线单元形式[10]。单个贴片的实现方式如图3～4所示。

图3 带状线馈电方式Fig.3 Stripline feed mode

图4 单元剖面图Fig.4 Unit profile

介质带状线连接馈电点与辐射单元，位于两层介质之间，这样可使金属馈线无法产生辐射。辐射单元位于两层介质之间，在其上辐射端面开一个与贴片单元同样大小或略大的开口，即能够使贴片正常的向上半空间产生辐射。

取相对介电常数εr=2.2，上下介质厚度h=0.5 mm，带状线宽度为0.22 mm，f0=35 GHz,采用有限元仿真计算对单个开口贴片馈电的方向图如图5所示。

图5 带状线对单个单元馈电的方向图Fig.5 Radiation pattern of each unit feeding by stripline

由仿真的远场方向图，通过带状线对单贴片单元馈电，可得到高增益且相对均匀的方向图，是作为阵列单元的良好选择。

通过将多层混合与天线金属辐射平面以贴片开口形式相结合，使天线整体Q值得到优化，最终获得天线带宽的展宽。

为实现有限空间双波束探测需求，以图3所示的单贴片作为单元实现行波阵列单元，通过上下共口径双馈电网络的方式实现双波束探测。方向图设计中，为实现低副瓣设计，一般采用通过四分之一波长阻抗变换线调整口面分布及阻抗匹配的方法，或者馈线不变，通过调整辐射单元面积的大小达到调整口面分布的目的，从而获得要求的低副瓣特性[11-13]。本文利用平行线带状线定向耦合器对单个单元馈电，多个平行线带状线定向耦合器级联形成馈电电路分别对应独立的矩形贴片，通过控制不同单元定向耦合器耦合度的大小达到调整幅度分布的目的，通过调整馈线的长度达到控制相位分布的目的，从而调节阵列单元的幅相分布，实现特定的口面分布，以满足低副瓣设计。通过带状线定向耦合器对图3中的单元馈电，建立n元行波阵列天线，通过双馈电切换，实现共口径双波束设计。其整体原理图如图6所示。

图6 天线及馈电原理图Fig.6 Antenna and feed schematic diagram

图6中信号从第一级定向耦合器的馈电端口馈入，耦合一部分功率，通过耦合端口向第一个贴片单元馈电，同时信号通过定向耦合器的直通端口向下一级定向耦合器传输，继续耦合至后面的贴片单元，逐级传输耦合，直至末端的匹配端口。

2 阵列设计及仿真

对阵列天线从射频电路及场路两方面进行分析。建立该特殊形式馈电电路的电路模型，根据预定要求的口面分布得到射频电路的输出结果，确定各单元对应的电路参数；根据计算得到的电路参数，建立全天线的电场分析模型分析，计算得到其远场方向图，验证输入模型的准确性。

2.1 天线电路参数计算

对于单个馈电点电路，建立一个5单元的阵列天线，各单元的平行线定向耦合器通过带状线级联，耦合器耦合端连接贴片单元。在进行电路分析时，假设天线单元与馈线完全匹配，可将天线等效为与馈电线同阻抗的匹配负载。如图7所示，设定向耦合器的输入端电压为V0，V1，V2，V3，V4，输出端电压为V0s，V1s，V2s，V3s，V4s，各定向耦合器对应的耦合度为C0，C1，C2，C3，C4，各贴片单元等效的负载处的耦合端电压为V01，V11，V21，V31，V41。

图7 上馈电点电路原理图Fig.7 Schematic diagram of upper feed point circuit

当贴片单元处的馈电电压V01∶V11∶V21∶V31∶V41=1∶1∶1∶1∶1且电压同相时，阵列为均匀分布，此时的第一副瓣电平约为13 dB。

为实现低副瓣设计，取阵列的口面的分布为泰勒分布，等副瓣数目为7，设计副瓣电平SLL=-25 dB,经计算，满足泰勒分布的理论电压比为V01∶V11∶V21∶V31∶V41= -13.551 5∶-3.019 0∶0∶-3.019 0∶-13.551 5 dB。

耦合器的长度为λ/4，即耦合器的输入端电压与输出端存在90°的相位差，将定向耦合器直接级联时，各单元处将不同相。这时可在前一级定向耦合器的输出端增加一段长度为3λ/4长的带状线，带状线的特征阻抗与耦合器特征阻抗相同，调节下一级耦合器输入端的电压，使耦合端单元处的电压保持同相。

四端口平行线定向耦合器为各个端口均达到匹配的四端口网络，各个定向耦合器均可以看作是前一级的输入负载，同时末端端接匹配负载。沿传输方向可以看作处处均达到阻抗匹配,通过带状线调节相位后，各级定向耦合器输入输出电压关系为：V0s=V1，V1s=V2，V2s=V3，V3s=V4，根据定向耦合器的工作原理，对于图6中第一和第二级定向耦合器，存在：

(1)

(2)

V1=-j·V0s

(3)

(4)

则

V01=V0·C1

(5)

(6)

依次向下一级定向耦合器计算，可得到：

(7)

(8)

(9)

设置位于中心单元的定向耦合器C3=15 dB,即C3=0.177 8,由式(5)～(9)，联立前面已得到的各单元电压比，即可以计算出其余四个定向耦合器的耦合度。根据射频仿真软件中的带状线定向耦合器仿真计算功能，可得到各定向耦合器的特征参数，在ADS中建立电路的仿真模型进行计算验证，图7为电路显示前三个单元的部分电路图，在输入端增加幅度为1 V的电压源，对电路进行瞬态仿真，计算V01～V41各单元输出电压波形，其中典型的第一和第四单元电压分别如图8所示。

图8 电路瞬态仿真输出电压波形Fig.8 The output voltage waveform of circuit transient simulation

由ADS电路仿真得到的输出电压波形图，经输出端增加带状线调整后，各单元的输出电压依次滞后一个周期，馈电相位同相，各电压的幅度依次为0.038，0.130，0.185，0.130，0.038，归一化并转化为电平值后与理论电压值相比，如表1所示。

由表1可知，仿真值与理论预期值非常接近，通过调整不同单元定向耦合器的耦合度，可获得理论上需要的单元电压值，从而达到调整天线的口径场分布的目的。

表1 电压分布对比Table 1 Contrast of voltage distribution

2.2 天线场路计算

根据电路仿真计算得到的耦合度数值，对定向耦合器的各项特征参数，如线宽、线长及平行线间距进行计算，得到各个单元及对应电路的参数后，在有限元电磁场仿真软件中建立三维仿真模型，同时根据100 Ω馈线计算对应的贴片单元的长度及宽度参数，采用相对介电常数εr=2.2，介质厚度B=0.5 mm的介质基板，每个电路吸收端采用渐变结构形式，建立仿真模型如图9所示。

图9 三维仿真模型Fig.9 3-D simulation model

根据仿真模型加工天线PCB板，材料基材采用两层RT/duroid 5880 (tm)基板，总厚度1.016 mm，上下外表面敷铜，加工完成后的天线外形如图10所示。

图10 天线加工外形Fig.10 Finished antenna configuration

在暗室对加工后的天线进行测试，得到其三维远场方向图，如图11所示。仿真与实测对比如表2所示。通过对样件的测试可知，两个馈电点下的方向图与仿真值均比较接近。

表2 仿真与实测对比Table 2 Contrast of simulation and test

图11 H面远场方向图Fig.11 Far field pattern of H plane

天线驻波曲线如图12所示。测试得到的远场方向图符合引信天线的波束前倾探测要求，两种波束倾角的探测方向图可分别适应不同的速度类型，同时天线副瓣较低，VSWR≤2的带宽大于700 MHz，是一种性能优良的天线。

图12 驻波曲线Fig.12 The VSWR curve

3 结 论

本文提出一种新型毫米波小型化低剖面多波束引信天线形式，混合多层结构具有小型化可共形安装的优点。天线设计中采用场路结合的设计手段，可准确获得电路参数，精确调整单元的馈电幅度及相位，具有良好的方向图特性，解决了常规平面行波引信天线的方向图畸变问题，可在有限口径内便捷形成双倾角波束，为无线电引信适应不同目标类型提供了新的前端探测技术手段[14]。