氮化镓毫米波功放技术发展

郝 跃，马晓华，杨 凌

（1.西安电子科技大学宽禁带半导体国家工程研究中心，陕西西安 710071；2.西安电子科技大学 微电子学院，陕西 西安 710071）

0 引言

由于氮化镓（GaN）具有良好的电学性能，自20世纪90 年代以来人们一直致力于GaN 基高迁移率晶体管（High Electron Mobility Transistor，HEMT）的研究［1］。1993 年，KHAN 等［2］第一次报道了Al-GaN/GaN 高电子迁移率晶体管。基于二维电子气（Two-Dimensional Electron Gas，2-DEG）通道的迁移率远高于体材料的优势，AlGaN/GaN 异质结得到了迅速发展。1994 年研究人员报道了其射频特性，电流增益截止频率（fT）和功率增益截止频率（fmax）分别为11GHz 和35 GHz［3］。随 后，GaN 基HEMT 器件在工艺技术和器件结构设计方面取得重要进展，进一步提升了器件的射频特性指标。一种是利用SiN 钝化层来降低材料表面附近表面态密度，从而抑制电流的崩塌，提高器件的功率特性［4-5］；另一种是引入场板结构，调节栅极和漏极之间的电场分布，从而降低峰值电场，提高器件的击穿电压［6-7］。这两种技术的结合使得在4 GHz 下的功率密度记录达到了41 W/mm［8］。

毫米波指的是频率范围为30～100 GHz 的电磁波，主要是Ka-W 波段。5G 通信、卫星通信和毫米波雷达等应用场合都需要用到毫米波波段。相比射频与微波频段，毫米波最具竞争力的特点是：一方面在于其极为丰富的频谱资源和大气吸收特性，这使得工作于大气窗口的收发机拥有大带宽，而工作于大气吸收峰的收发机不易被窃听；另一方面在于毫米波频段的电路尺寸往往很小，可以做成单片毫米波集成电路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC），这一天生的高集成度优势使其便于携带和隐藏。然而，相比于低频段，如此高频率的工作场合给电路和系统的设计带来了诸多挑战，尤其是功率放大器（Power Amplifier，PA）的设计，其主要指标包括输出功率Pout、增益（Gain）、功率附加 效 率（Power Added Efficiency，PAE）、带 宽（Bandwidth，BW）和线性度等射频指标。毫米波段的片上损耗、工艺波动和晶体管的物理极限给PA的设计带来更多限制。

常见的半导体工艺（如GaAs、InP、SiGe和CMOS等）都有成熟的工艺和良好的高频特性，可用于毫米波MMIC PA 设计。对于发射机来说，其核心指标是覆盖范围，它由天线增益和PA 输出功率共同决定，尽管总发射功率可以通过大量PA 功率合成来实现，但晶体管的功率密度才是决定性因素。相比于以上工艺，化合物半导体中的GaN 基HEMT 器件在功率密度、效率和带宽这三方面具有优势，GaN HEMT 器件中的2-DEG 使得其可以工作在毫米波频段，而GaN 材料的宽禁带特性使得器件具有更高的功率密度。各种工艺之间的对比如图1 所示［9］，可以明显看到GaN 基HEMT 器件的工艺优势。

图1 常见半导体射频技术的性能对比Fig.1 Performance comparison of common semiconduc‐tor radio frequency（RF）technologies

1 GaN 毫米波功率器件现状与发展

对于毫米波器件，主要是提高频率特性，包括fT和fmax。这些频率参数主要由载流子迁移率、电子饱和漂移速度、栅极长度、纵横比、通道电阻、寄生电容和寄生电阻共同决定的。2000 年，采用分子束外延（Molecular Beam Epitaxy，MBE）生长的AlGaN/GaN HEMT 外延结构，器件栅长为50 nm，其fT达到 了110 GHz，fmax达到140GHz以上。但是，其势垒层相对较厚，从而降低了器件的栅控能力，产生了短沟道效应，器件的fT和fmax也不随栅长的减小而线性增加［10］。为了抑制短沟道效应，保证器件的栅控能力，势垒层厚度就需要与栅极长度等比例地减小。2008年，采用6nm的AlGaN势垒、60nm栅长的器件的fT和fmax分别达到190 GHz 和227 GHz，远高于之前的报道结果。在2010 年，麻省理工学院采用20 nm 的AlGaN 势垒层，并结合凹槽技术来减少栅下的势垒层厚度来保证栅控能力，将源漏间距（Length of source and drain，Lsd）减少到1 μm 来减少寄生电阻，并配合60 nm 的栅长，最终制备出了300GHz记录的fmax，这是AlGaN/GaN异质结器件报道的频率特性最优值［11］。之后，人们利用InAlN材料强极化的特点，使得薄势垒层可以提供更高密度的2-DEG。2012 年，岳远征［12］采用7.5 nm InAlN势垒的异质结构，2-DEG 密度达到1.92×1013cm−2，方块电阻达到262 Ω/□，并采用865 nm 的源漏间距来减小串联电阻，源漏再生长的欧姆接触电阻为0.16 Ω·mm，最终创造出了370 GHz 的纪录。为了获得更高的频率，势垒厚度应该变得更薄，休斯研究实验室（Hughes Research Laboratories，HRL）提出了一种厚度为3.5nm的AlN超薄势垒，结合20nm的自对准T型栅和n+GaN源漏再生长技术，制备出了具有454GHz和444GHz的超高fT和fmax的器件［13］。

为了实现具有高工作频率、高增益和高功率的氮化镓毫米波功率，主要需解决低损耗栅结构、短沟道效应抑制、寄生电阻抑制等关键技术研究。接下来介绍氮化镓毫米波功率器件的各个关键技术发展。

1.1 低损耗栅结构

高饱和速度和击穿电场使得GaN 基HEMTs对高速、高功率的应用具有很大的吸引力，为现代通信和科学探索提供了广阔的前景［14］。为了减小栅电极的电阻，补偿I 型栅因截面积的减小所导致其电阻的增加值，获得一个更高的fmax，大部分研究者采用T 型栅，实现高功率、高频率和高效率，确保毫米波功率器件性能指标的持续提升。T 型栅结构如图2 所示。T 型栅通常用于高频率1～300 GHz，因为T 型栅同时具有短栅长和低栅极电阻的特点［15］。T 型栅中Cgs、Cgd与栅脖子高度的仿真曲线如图3 所示。

图2 T 型栅结构图Fig.2 T-gate structure

图3 T 型栅中Cgs、Cgd与栅脖子高度的仿真曲线［2-6］Fig.3 Simulation curves of Cgs，Cgd，and gate stem height of T-gate［2-6］

栅制备工艺是毫米波器件制备过程中最重要的步骤之一。对于在毫米波频率下工作的器件，通常会采用具有亚微米尺寸栅“脚”的T 型栅，与常规使用的I 栅相比，这种栅具有更低的寄生电阻和电容。为了制作这样的T-型栅，一般会使用多层光阻做掩模，掩模的图案大多是由电子束光刻定义的［16］。而光阻层的类型、数量的选择主要是根据栅的形式和几何尺寸来决定的。同时，曝光和显影条件应分别对应每个光阻层单独做选择。

由于传统T 形栅工艺会对光刻的精度提出严峻的挑战，一些研究者提出了利用牺牲层的方法，如将HEMT 中支撑的栅极的SiN 钝化层去除；也有少数研究人员对牺牲层进行细化，如Ge-spacer、光阻牺牲层结构等［17］，或者采用一种很薄的钝化保证高功率应用电流崩塌效应得到有效抑制，如图4 所示。综上所述，上述T 型栅结构的工艺实现方法能有效地满足毫米波产品的不同需求。

图4 100 nm T 型栅SEM 图和两种器件的小信号测试曲线［2-13］Fig.4 SEM diagram of 100 nm T-gate and small signal test curve of two devices［2-13］

1.2 短沟道效应抑制技术发展

对于从Ka 波段到W 波段的高频工作范围，短的栅长和沟道中载流子的快速输运是非常必要的。然而，将栅长缩小至深亚微米量级会导致所不期望的短沟道效应［18］。对于关态下的晶体管，短沟道效应表现为阈值电压的漂移、夹断特性的退化、亚阈值摆幅的增加，以及漏致势垒降低效应的增加。对于开态下的晶体管，短沟道效应表现为输出电导的增加以及射频特性的退化。关态下不同栅长器件在不同漏压下的电势分布如图5 所示。

图5 关态下不同栅长器件（Lg=70 nm，500 nm）在不同漏压下（Vd=5 V，10 V，15 V）电势分布Fig.5 Potential distributions of devices with different gate lengths（Lg=70 nm，500 nm）at different drain voltages（Vd=5 V，10 V，15 V）at off-state

短沟道效应的原因在于栅对沟道控制能力的退化和开态及关态下漏极电场影响的增强。根据等比例缩小的原则，为了避免短沟道效应，要求栅到载流子沟道的距离小于物理栅长的1/π［19］。换而言之，削弱短沟道效应可以通过减小栅到沟道距离d保持高的纵横比（Lg/d）来 实 现［20］。GaN HEMTs 的fT-Lg曲线如图6 所示。不同Lg/d下实际fT和理论估算的fT等比例行为的偏差量，对于评估通过纵横比设计改善短沟道效应而言是有效的。

图6 GaN HEMT 器件栅长倒数与电流截止频率对应关系［21］Fig.6 Corresponding relation between the reciprocal gate length of GaN HEMT device and the current cutoff frequency［21］

由TANG 报道超高速GaN HEMTs 的输出特性和转移特性如图7 所示。由图6 可知，具有高频特性的GaN HEMTs 仍然遭受输出电导和漏致势垒降低效应增加的影响，这可能是由于较低的纵横比（＜4）所影响的，这也限制了频率特性的进一步提升。根据之前的讨论，削弱短沟道效应的关键点在于保持高的纵横比（Lg/d）。近年来，许多研究小组展示了不同的方案，用于改善短沟道效应，包括凹槽栅结构、InAlN 和AlN 薄势垒层设计、背势垒设计、Fin 结构，以及这些技术之间的融合设计。

图7 超高速GaN HEMTs 的输出特性和转移特性［22］Fig.7 Output and transfer characteristics of hypervelocity GaNRF devices［22］

1.3 寄生电阻降低技术

在高功率和提高效率的应用中，提高器件的接触电阻特性是至关重要的。寄生电阻是评价欧姆接触质量的重要参数，因此，减小欧姆接触电阻是提高器件频率性能的重要途径。降低欧姆接触电阻的方法有很多，如源和漏极区域的n 型掺杂欧姆再生技术、源漏区域离子注入技术、Si 掺杂技术等。尽管研究采用了不同的方法实现较低的接触电阻，但其核心理论都是提高材料的掺杂浓度减少Rc和有源区电阻。

目前，欧姆再生长应该是提高器件频率性能的最有效的方法，特别是在高频应用中。基于中心理论，为了进一步提高超短尺寸器件的性能，比如使工作频率更高、效率更高。由于接触电阻通常在总寄生电阻中占主导地位，所以尽量减小接触电阻是非常可取的。由于GaN 基HEMTs 在金属和半导体之间，具有较宽的带隙和较大的势垒高度，因此，实现低的欧姆接触电阻一直是一个挑战。在GaN 基HEMT 器件中，已经研究了许多不同程度的成功方法，其中，MBE 在再生长界面接触是所有报道中最低的接触电阻［23-24］。

2012 年4 月，圣母大学的GUO 等［25］首先报道了与再生长界面电阻有关的温度依赖性物理机制。他们在InAlN/AlN/GaN HEMTs 上制备了MBE 再生长的非合金欧姆接触，传输线模型（Transmission Line Model，TLM）结构与形貌如图8所示，得到了0.05 Ω·mm 的再生长界面电阻，如图9 所示。

图8 InAlN/GaN HEMTs 的TLM 结构与形貌Fig.8 TLM structure and morphology of InAlN/GaN HEMTs

图9 InAlN HEMT 再生长结构的TLM 拟合曲线和再生长界面电阻的温度依赖性Fig.9 TLM fitting curves of regrowth InAlN HEMT and temperature dependence of regrowth interfacial resistance

2 毫米波GaN MMIC PA 研究现状

受限于晶体管的物理极限和半导体的工艺限制，毫米波MMIC 难以实现与低频射频功率放大器（Radio Frequency Power Amplifier，RFPA）一样的高功率、高效率和大带宽特性，一些低频PA（如推挽式和E 类功放等）设计方法也难以应用到毫米波MMIC 上。毫米波MMIC 的功放架构和设计方法有其自己的特点，以下总结了适合Ka-W 波段GaN MMIC PA 的架构和设计方法。

2.1 有耗电抗匹配方法

有耗电抗匹配是最常用的片上功率合成方法。受限于HEMT 输出寄生电容，此方法适用于中等带宽设计，可以满足绝大多数应用场合。匹配网络的损耗与合成路数密切相关，合成路数越多，损耗越大。有耗电抗匹配技术往往会结合谐波调制技术提高PA 的饱和效率，这两种技术针对中高功率PA设计是GaN MMIC 的首选设计方法，各大研究机构和商业巨头均广泛使用。

2.2 波形调制方法

功放的耗散功率计算如下：

式中：Pdiss为耗散功率；T为时间周期；Vd(t)为漏极电压；id(t)为漏极电流。

可以看出，时域电压电流波形的重叠部分产生了耗散功率，恶化了效率。因此，波形调制通过减小时域电流电压波形重叠部分来降低功耗，提高效率。当功放工作在饱和区附近时，输出电流中包含大量的谐波分量，通过调整输入和输出各次谐波阻抗可以使得各次谐波在漏极叠加，改变输出电压和电流波形，从而提高功放效率。毫米波可用的波形调制技术主要为F 类和J 类。

理想F 类功放电流为半正弦波，电压通过叠加所有奇次谐波而形成方波，理论效率为100%，其负载阻抗对奇次谐波开路，偶次谐波短路，即

式中：ZL，n为n次谐波的负载阻抗。

在毫米波段，器件的输出寄生电容对谐波近似短路，因此，很难实现对高次谐波的控制，一般F 类功放设计只能控制三次谐波。基于F 类功放可以衍生出逆F 类功放和连续F 类功放，连续F 类设计可以提升功放带宽。J 类功放是对B 类功放设计的延伸。J 类功放需要做二次谐波匹配：基波匹配到感性负载、二次谐波匹配到容性负载。其基波和二次谐波阻抗为

式中：Zf0为基波阻抗；Z2f0为二次谐波阻抗；RL为阻抗实部。

由于J类功放是B 类功放的延伸，因此，它有着与B 类功放相似的线性度，基于J 类功放可以衍生出逆J类功放和连续J类功放。连续J类功放有着宽带高效高线性的良好特性，但需要精确控制阻抗，其电压峰值高于2Vdd，有击穿器件的风险，得益于GaN 高击穿电压的优势，这种工作模式很适合GaN MMIC 设计。以下是采用这两种技术的国内外MMIC 总结［26-32］：

2014年，东南大学余旭明等［26］使用150nmGaN/SiCHEMT工艺，设计了工作于28～31 GHz的两级功放，其输出功率为40.5 dBm，增益为16 dB，效率为20%，如图10 所示。

图10 28～31GHz Ka 波段高功率功放［26］Fig.10 28～31 GHz Ka-band high power amplifier［26］

2015 年，Northrop Grumman公司使用200nmGaN/SiCHEMT工艺设计了工作于26～30 GHz 的两级功放，其输出功率为45.0 dBm，增益为20 dB，效率为30%，如图11 所示。

图11 26～30 GHz Ka 波段高功率高效率功放［27］Fig.11 26～30 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［27］

2016年，东南大学余旭明等［28］使 用150 nm GaN/SiC HEMT 工艺，设计了工作于34～36 GHz的三级功放，其输出功率为41.9 dBm，增益为23 dB，效率为27%，如图12 所示。

图12 34～36 GHz Ka 波段高功率高效率功放［28］Fig.12 34～36 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［28］

2016 年，QORVO 公 司CHEN 等［29］使 用150 nm GaN/SiC HEMT 工艺设计了工作于32～38 GHz 的两级功放，其输出功率为4.5～5.2 W，增益为17 dB，效率为25%～34%，如图13 所示。

图13 32～38 GHz Ka 波段高功率高效率功放［29］Fig.13 32～38 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［29］

2018年，OMMIC公司使用100 nm GaN/Si HEMT 工艺设计了工作于37～43 GHz 的三级功放，其输出功率为33.0 dBm，增益为20 dB，效率为30%，如图14 所示。

图14 37～43 GHz Ka 波段高功率高效率功放［30］Fig.14 37～43 GHz Ka-band high-power and highefficiency power amplifier［30］

2018 年，IAF 公司设计了工作于70～110 GHz的四级功放，该功放横跨W 波段，使用了新型偏置网络，其输出功率为25.6～28.6 dBm，增益为11～13 dB，效率为6.1%～8.6%，如图15 所示。

2018年，HRL实验室CAMARGO等［32］设 计 了工作于98～122 GHz 的五级功放，其输出功率为25.0 dBm，增益为20 dB，效率为8%，如图16 所示。

图16 98～122 GHz F 波段高功率高增益功放［32］Fig.16 98～122 GHz F-band high-power and high-gain power amplifier［32］

2.3 平衡式MMIC 设计

毫米波频段的Lange 耦合器尺寸小，因此有利于片上平衡式MMIC 设计。平衡式PA 的阻抗变换需求小，抗负载失配能力强，可在宽带范围内实现平坦的增益和功率特性以及优秀的匹配特性。但片上耦合器的引入增加了输出匹配网络的损耗，因此效率较低。以下是国内外平衡式MMIC 的总结：

2012 年，TriQuint 公司CAMPBELL等［33］使 用150 nm GaN/SiC HEMT 工艺，设计了工作于23～30 GHz 的三级平衡式功放，其输出功率为39.0 dBm，增益为20 dB，效率＞23%，如图17所示。

图17 23～30 GHz Ka 波段高功率平衡式功放［33］Fig.17 23～30 GHz Ka-band high-power balanced power amplifier［33］

2016 年，QORVO 公司CHEN 等［29］使用150 nm GaN/SiC HEMT 工艺设计了工作于32～38 GHz 的三级平衡式功放，其输出功率为9.0～11.2 W，增益为22 dB，效率为30%～35%，如图18 所示。

图18 32～38 GHz Ka 波段高功率高效率平衡式功放［29］Fig.18 32～38 GHz Ka-band high-power and highefficiency balanced power amplifier［29］

2020 年，天津大学王科平等［34］联合55 所设计了工作于92～98 GHz 的四级平衡式功放，该功放使用片上谐振结构做了电磁仿真校准，其在95 GHz 输出功率为37.8 dBm，增益为15 dB，效率为18%，如图19 所示。

图19 92～98 GHz W 波段高功率高效率平衡式功放［34］Fig.19 92～98 GHz W-band high-power and highefficiency balanced power amplifier［34］

2.4 分布式功放设计

分布式功放可以获得跨越好几个倍频程的带宽，而且增益和功率特性平坦，这是其他设计方法和架构无法达到的。但分布式功放增益和效率较低，输出功率受限于漏极偏压，使用GaN 工艺有利于大幅提升分布式功放的性能。

2014 年，DENNLER 等［35］使 用100 nm GaN/SiC HEMT 设计了工作于6～37 GHz 的非归一化分布式功放，该功放使用双栅驱动且两级级联，其输出功率为31.0 dBm，增益为17 dB，效率为10%，如图20 所示。

图20 6～37 GHz C-Ka 波段超宽带分布式功放［35］Fig.20 6～37 GHz C-Ka band ultra-wideband distributed power amplifier［35］

2015年，JAMES等［36］设计了工作于75～100 GHz的分布式功放，其连续波输出功率为34.0 dBm，增益为15 dB，84 GHz处效率为12%，如图21所示。

图21 75～100 GHz W 波段宽带分布式功放［36］Fig.21 75～100 GHz W-band distributed power amplifier［36］

2016 年，QORVO 公 司 的CAMPBELL 等［37］使用150 nm GaN/SiC HEMT 设计了工作于16～40 GHz 的非归一化分布式功放，其连续波输出功率为36.0～39.0 dBm，增益为24 dB，效率为10%～20%，如图22 所示。

图22 16～40 GHz K-Ka 波段超宽带分布式高效功放［37］Fig.22 16～40 GHz K-Ka band ultra-wideband distributed high-efficiency power amplifier［37］

目前毫米波氮化镓单片在航天领域已经广泛应用，基于氮化镓MMIC 的部组件已经应用在系统型号上。基于17～22 GHz 10 W 氮化镓单片为核心放大单元，采用波导功率合成技术完成的Ka 频段固放已经应用于鸿雁融合星馈电毫米波发射通道，整个固放最大效率达到38%，输出功率最大达到30 W。固放还包括了增益放大、温补、MPA 双端口切换、电调和功率遥测等功能。基于27～31 GHz 通信频段的氮化镓MMIC 单片也成功得到应用，其多芯片功放部件用在某型号中。同时，22～25 GHz、24～27 GHz 10 W 的氮化镓芯片也陆续用在通信、数传等多种型号中。在更高的频段33～34 GHz 15 W 固放、37～42 GHz 20 W 固放已经是成熟产品，部分产品已完成在轨验证。未来氮化镓单片随着电路工作频率的升高、输出功率的增加和可靠性的提升，W 频段、Q/V频段和THz 频段的氮化镓单片将在高通量通信、高速数传和空间对抗等领域发挥重要作用。

3 结束语

国外对于GaN MMIC PA 的研究比较早，以美国为首的西方发达国家将GaN 微波毫米波功率器件及MMIC 技术作为军用微电子技术发展的重点，Cree、Qorvo、UMS 和OMMIC 等公司推出了GaN 微波毫米波功率器件及MMIC 产品的代工服务，实现了W 波段及以下的全频段覆盖。国内如稳懋半导体、中国电子科技集团有限公司第十三研究所和中国电子科技集团有限公司第五十五研究所等也有自己的GaN 生产线。在未来，GaN 芯片的研究趋势必然是朝着高效率、高功率、宽频带和多功能集成的方向发展。