一种新型高精度电流检测电路的设计*

杨朝龙 ，刘 斌 ，张志浩 ，3，章国豪 ，3

(1.广东工业大学 信息工程学院，广东 广州 510006；2.佛山臻智微芯科技有限公司，广东 广州 510006；3.河源广工大协同创新研究院，广东 河源 517000)

0 引言

电流检测技术广泛应用于现代工业的各个领域，譬如电源管理系统、过流保护电路、可编程电流源、线性及开关模式电源和电池充电器等。常用的电流检测方式有串联电阻、功率管导通电阻、功率管镜像拷贝等方式[1-3]。串联电阻造成功率损耗，对于串联电阻检测电路来说，其待检测电阻在实际电路中通常存在20%的阻值偏差，假定是1 kΩ 的电阻在流过1 mA 电流时，就会导致输出功率变化±0.2 mW，但是其检测精度较高；功率管导通电阻可以进行过流保护，但是其受工艺、温度、电源等因素的影响较大，很难应用于高精度的电流检测；功率管镜像拷贝的检测管电流小，降低了功耗，但是检测精度不高。这些方法在功耗、速度和精度上都存在缺陷，对于高精度的需求，选择串联电阻检测电路。

针对以上存在的问题，本文提出一种新型轨到轨电流检测电路架构，先对待检测电阻两端的电压值进行步进调节，减小了电阻偏差的影响，提高了检测精度，通过轨到轨跨导运放结构，将输入电压转化为输出电流，由于该跨导恒定，因此该检测电路可以获得很高精度的电流，再通过两级运放组成的负反馈回路，将电流输出。

1 传统的串联电阻检测结构

图1 为传统的串联电阻检测结构[4-7]，图中AMP为运算放大器;MP1为P型MOSFET；R1、R2、R3为电阻，且R1=R2；VSENSE为放大后的采样电压；VIN为电源系统的负载线；RSENSE为串联到负载线上的电阻，它的阻值通常是几十毫欧；ILOAD为负载电流。

图1 传统的串联电阻检测电路

当负载端存在负载电流ILOAD时，RSENSE两端会有一个小压降，记图中A、B、C、D 四个点的电压分别为VA、VB、VC、VD，其中VA＞VB。根据运放的虚短特性，图1 中的C点电压VC与D 点电压VD相等；根据运放的虚断特性，B 点电压VB与D 点电压VD相等，则：

由式(1)可知流经MOSFET 管MP1的电流I1大小为：

可得采样电路的采样电压输出大小为：

由式(3)得：采样电压被放大了R3/R1倍，在保证电路正常运行时，可改变R3和R1的大小，改变R3/R1的值，从而改变输出电压VSENSE的大小。

2 本文电路设计

从前面对传统串联电阻检测电路的分析，在实际电路中，没有考虑到RSENSE的偏差，该电路还需要电流采样保持电路，并且运放AMP[8]电路往往过于复杂，增加了功率的损耗以及芯片的面积。本文在分析对比传统的串联电阻检测电路后，提出了如图2 所示串联电阻检测电路，由待检测电路和电流检测电路构成。对待检测电阻进行步进调节，待检测电阻两端的电压提供给电流检测模块，电流检测电路将该电压差转换成输出电流。

图2 串联电阻检测电路

2.1 待检测电路

如图2 所示，待检测电路由偏置电流IREF，负载电阻RLOAD，待检测电阻串R1、R2、R3和R4构成。电阻之间的关系为：

通过开关S1、S2、S3的开断来模拟电阻串的阻值大小，开关控制位如表1 所示，0 代表开关断开，1 代表开关导通，状态S3S2S1(010)为默认状态，上下状态为电阻正负偏差10%时的状态。

表1 开关控制位

当有偏置电流IREF输入时，电流流经电阻串，在待检测电阻串两端产生两个电压V1和V2。当保持IREF不变时，按照表1 的开关控制位，来调节V1的大小，V1呈阶跃型的变化，V2保持不变，一个开关状态对应V1的一个变化，步进为±5 mV。

2.2 电流检测电路

电流检测电路如图2 中所示，当有偏置电流IREF流经待检测电阻串R1、R2、R3、R4时，在电阻串两端产生电压值V1和V2，通过轨到轨跨导运算放大器GM[9]输出一个电流I1，得：

式中GM为轨到轨跨导运放的跨导，I1流向R1，产生一个电压Vb，得出：

负反馈回路由运算放大器OP、晶体管MN1和电阻R2构成，根据运算放大器OP 的虚短特性，负反馈电压VC与Vb钳位且相等，而VC是电阻R2上的电压，得出：

因为R1=R2，结合式(6)、式(7)，得出：

电流I2通过1：1 的自偏置共源共栅电流镜对MP1、MP3和MP2、MP4输出为IOUT，得IOUT=I2，将式(8)代入式(5)，得出：

输入电流与输出电流的关系为：

由式(9)、式(10)可知，当输入偏置电流IREF和电压V2一定时，电流检测的精度取决于三个方面：一个是待检测电阻串的偏差，也就是V1的步进值大小，步进值越小，电阻串的偏差就越精确；另一个是轨到轨跨导运放的跨导GM，跨导GM保持一个恒定值时，当输入电压V1变化一次，对应I1变化的值会是一个定值，增大了电流检测电路的精度；最后一个是I1和I2的差值大小，也就是运放OP 的精度，运放的增益影响着它的精度，高增益的运放有更好的钳位作用，精度也高。

2.2.1 轨到轨跨导放大电路

图3 为所电流检测电路中的轨到轨跨导运放电路。该轨到轨跨导运放是简单的双输入级结构，一个是N型输入对，一个是P 型输入对，实现了输入轨到轨，两个输入对的输出以简单的方式结合在一个输出节点上，实现输出轨到轨[10]。若N 型输入管和P 型输入管的宽长比(W/L)N=(W/L)P，则该运放跨导一定。VBIAS、VB和VC是 三个偏置电压，由管MN1、MN2和MP1组成偏置电路，上电后，偏置电路通过电流镜MP10和管子MN5向各自差分对管提供偏置电流，输出晶体管对MP5、MN4和MP6、MN10的漏极相连，输出电流进行叠加。

单边N 型跨导放大器的输入电压为：

单边P 型跨导放大器的输入电压为：

利用N 型和P 型跨导放大器混合电路时，该电路有效地增加了共模输入电压范围。

如图3 所示，单边N 型跨导放大器电路包含一个输入差分对、三个电流镜和一个电流源：共源共栅差分对管MN6、MN8和MN7、MN9；一样的电流镜MP2、MP3和MP4、MP5，比值为1：B，电流镜MP5、MN10，比值为1：1；电流源MN5 提供偏置电流。

图3 轨到轨跨导放大电路

只考虑沟道长度调制，不考虑体效应，单边N 型跨导放大器的增益为：

由于共源共栅管的输出阻抗gmn9·r0n9·r0n7远大于管子MP4的阻抗1/gmp4，式(15)化简为：

该电路的带宽为：

其中，CL为电路输出管子的寄生电容。

该轨对轨跨导运放电路总增益没有两级运放电路高，但是功率消耗会比两级运放电路低很多，此电路也不需要密勒补偿，也有着很宽的带宽。

2.2.2 运算放大电路OP

图4 为所提出的轨到轨电流检测电路中的运算放大电路。该结构为单端输出的两级运放，第一级为传统的五管OTA 结构，输入是一个差分对管MP4、MP5，负载是一个电流镜MN3、MN4，比例为1：1，来提供高增益，并将差分输入电压转化为电流；第二级为一个跨阻放大器，一个简单的共源极，来提供高输出摆幅，并将第一级输出电流转换为输出电压。VBIAS和VB为偏置电压，MN1管、MN2管和MP1管构成的偏置电路，上电后，偏置电路给管子MP2提供偏置，产生电流，C1是密勒电容，R1是密勒电阻，来消除零点的影响，提高电路的稳定性。

图4 运算放大电路

在只考虑沟道长度调制、不考虑体效应条件下，第一级增益为：

第二级增益为：

电路的带宽为：

该电路结构简单，运用两级运放可提高环路增益，加入密勒电容、密勒电阻可提高电路的稳定性。

3 仿真结果分析

基于GLOBALFOUNDRIES 0.13 μm RF SOI-CMOS 工艺设计了一款新型电流检测电路。通过Cadence virtuoso软件对电路进行仿真与验证，在温度25 ℃，tt 典型情况下，电流检测电路的版图如图5 所示，其芯片面积为400 μm×550 μm。

图5 电流检测模块版图

输入共模范围的仿真如图6 所示，单独的NMOS 差动对的输入共模电压范围为0.4～2.6 V；单独的PMOS差动对的输入共模电压范围为1.8～3.8 V；本文使用的NMOS、PMOS 混合差动对的输入共模电压范围为0.8～3.6 V，NMOS、PMOS 混合差动对有效地增大了输入共模电压范围。

图6 电路输入共模电压范围

轨到轨跨到运放的增益和相位曲线如图7 所示，在低频时，轨到轨跨导运放的低频增益可达72.3 dB，在增益为0 dB 的时候，相位达到了-117.9°，相位裕度也达到了62.1°，其单位增益带宽为11.2 MHz，该轨到轨跨导运放的稳定性良好并且有很宽的带宽。

图7 轨到轨跨到运放的增益和相位曲线

两级运放的增益和相位曲线如图8 所示，两级运放的低频增益可达82.67 dB，在增益为0 dB 的时候，相位也达到了81.49°，带宽为7.6 MHz，表明该两级运放满足环路增益的同时，反馈环路稳定性良好。

图8 两级运放的增益和相位曲线

输出电压Vc 的瞬态响应如图9 所示，在100 ns 时，VDD上电，约127 ns 时，运放输出电压值达到稳定值的90%，得出该电路的启动时间为27 ns，仿真显示本文的新型电流检测电路有很快的瞬态响应。

图9 输出电压Vc 的瞬态响应

瞬态响应特性如表2 所示，输入电压V1每次变化幅度为±5 mV，相应轨到轨跨导运放的输出电流|I1|变化±0.7 μA，误差在±0.004 μA，误差不足0.57%，表明轨到轨跨导运放的跨导变化幅度小，与本文设计之初恒跨导相符合，该电路有很高的精度，精度为99.43%；运放输出电流I2与|I1|差值为±0.08 μA，误差不足0.19%，该两级运放的精度很高，稳定性很好。

表2 瞬态响应特性

表3 给出了本文与相关文献的电流检测电路的性能比较，由表可见本文设计的电路结构简单并且不需要传统的电流采样保持电路，该电路有快速的瞬态响应，其检测精度高，芯片面积小。

表3 本文与其他参考文献的性能比较

4 结论

本文基于传统检测电阻的电流检测结构，设计分析了新型轨到轨电流检测电路，利用对称的轨到轨跨导运放结构，没有采样保持电路，加上对待检测电阻的步进调节，减小了电阻偏差带来的影响，并且提高了检测电路的精度。电路仿真表明，本文电路增大了共模输入电压范围，该电路的启动时间为27 ns，功耗为1.17 mW，运放带宽为11.2 MHz，电流检测电路的精度高达99.43%。该电路具有高精度检测功能，并且有较快的瞬态响应、较低的功耗和较宽的带宽，可广泛应用于电源系统以及高精度芯片内部。