ANPC型三电平拓扑换流原理及开关损耗分析

谢 非，张洪浩，周晓云

（株洲中车时代电气股份有限公司，湖南 株洲412001）

0 引言

工业变流产品应用领域较广，不同行业对变流器的性能指标要求不尽相同，总体呈高效、低损耗趋势［1-3］，因此三电平拓扑被广泛应用于各类变流器的主电路设计中。与传统的两电平拓扑变流器相比较，三电平拓扑结构具有对器件耐受电压和输出电压谐波含量要求相对较低、滤波电容器和电感器的体积相应显著减小等优势［4-8］。三电平拓扑主要为NPC型结构，其运行于整流工况或进行无功补偿时，由于存在较复杂的长换流路径，内管会承受较高的尖峰电压；同时，受其对应的调制策略影响，内、外管损耗严重不均衡，这些因素不利于变流器功率模块工作及其散热。针对以上缺点同时兼顾成本因素，对NPC三电平拓扑进行优化，得到ANPC型三电平拓扑结构。结合一定的控制策略，ANPC型拓扑结构可在一定程度上均衡内、外管损耗，同时降低器件所承受的关断过电压［9］。

目前，国内外针对ANPC三电平拓扑方面的研究较多；但根据该拓扑，详细分析各工况下的换流状态并根据换流状态计算各开关管损耗方面的研究较少。本文主要基于ANPC三电平拓扑，详细分析了各工况下的换流状态，提出了两种不同的调制方法，并对不同工况下各开关管损耗进行详细的分析计算。

1 ANPC型三电平拓扑

目前较为常见的ANPC型三电平拓扑有常规型（图1）和混合型（图2）两种结构。两种拓扑的本质结构基本相同；为适配不同的控制策略，更换部分器件类型以加以区分。常规型ANPC拓扑，其所有开关可采用同类型IGBT开关器件，这样便于大功率变流模块的并联扩容设计，但调制策略相对而言较复杂。混合型ANPC拓扑，其内管VT2和VT3用可以高频开关动作的SiC MOSFET替代，调制方法相对较简单，在集成的功率模块中能够得到很好的应用，但不利于大功率变流器模块的设计［10］。

图1 常规型ANPC三电平拓扑Fig.1 Three-level topology of conventional ANPC

图2 混合型ANPC三电平拓扑Fig.2 HybridANPC three-level topology

2 调制策略

表1 调制策略一Tab.1 Control strategy I

图3示出调制波与载波信号。将调制波正半波与载波1进行比较，得到VT1和VT5的动作信号，此时段VT2保持常开状态；调制波负半波与载波2进行比较，可得到VT4和VT6的动作信号，此时段VT3保持常开状态。

图3 调制波与载波信号Fig.3 Modulation waveform and carrier signal

常规型ANPC三电平拓扑各开关管对应的门极驱动信号仿真波形如图4所示。

图4 常规型ANPC拓扑各器件开关信号Fig.4 Switch signals of devices in conventional ANPC topology

相较常规型ANPC三电平拓扑结构，混合型ANPC拓扑内管VT2和VT3以SiC MOSFET代替原始的Si IGBT，即VT1、VT4、VT5、VT6为工频管，VT2、VT3为高频管；同时采用调制策略PWM2（表2）。由于SiC MOSFET在相同的工作电压下可实现更高的工作开关频率和耐受更高的工作结温［12］，因此，该种拓扑较适用于开关频率要求较高的变流系统。

在调制波正半波周期内，VT1和VT6保持常开状态；在调制波负半波周期内，VT4和VT5保持常开状态；整个工频周期内，VT2和VT3门极信号互补交替导通。相较PWM1调制策略，PWM2调制方法（表2）更为简单，其对应的各开关管的门极驱动信号仿真波形如图5所示。

表2 调制策略二Tab.2 Control strategy II

图5 混合型ANPC拓扑各器件开关信号Fig.5 Switch signals of devices in hybridANPC topology

3 换流回路分析

下面将以整流工况和逆变工况来介绍2种不同调制方法的换流方式。

3.1 常规型ANPC拓扑

常规型ANPC拓扑采用PWM1调制方法，其换流过程如图6所示。

图6 常规型ANPC拓扑PWM1调制策略换流过程Fig.6 Commutation process of conventional ANPC topology with PWM1 control strategy

3.1.1 逆变工况

3）进行教学准备，包括设计课程单元、导入素材和布置作业等。将电工电子技术课程分成电路分析、电工设备、电机控制、安全用电、电工仪表和测量、模拟电子技术和数字电子技术七个大的模块，然后在每个模块下又划分了若干个知识单元。将各知识单元的课程视频或微课上传至课程管理系统。

该工况下，当U>0，I>0时，VT1和VT2开通，电流路径为P-VT1-VT2-AC，其中“P”指电源电压正极，“AC”指模块交流端。当VT1由导通状态切换到关断状态时，VT5将由关断状态切换到开通状态，电流路径将由P-VT1-VT2-AC端转换为0-D5-VT2-AC端。该种工作状态不断切换，致使VT1和VT5产生开关损耗和通态损耗，D5产生反向恢复损耗，VT2产生通态损耗。

当U<0，I<0时，VT3和VT4导通，电流流通路径为AC-VT3-VT4-N，其中“N”指电源电压负极。当VT4由导通状态切换到关断状态时，VT6将由关断状态切换到开通状态，此时电流路径将由AC-VT3-VT4-N转换为AC-VT3-D6-0，其中“0”指电源零线。该种工作状态的不断切换，致使VT4和VT6产生开关损耗和通态损耗，D6产生反向恢复损耗，VT3管产生通态损耗。

3.1.2 整流工况

该工况下，当U<0，I>0时，N状态下，VT3和VT4导通，电流流通路径为N-D4-D3-AC端。当VT4关断、VT6导通时，D4承受反向电压而截止，电流路径由ND4-D3-AC端转换为0-VT6-D3-AC端，N状态和0-状态不断切换，致使VT4和VT6产生开关损耗和通态损耗，D4产生反向恢复损耗，D3仅产生通态损耗。

当U>0，I<0时，P状态下，VT1和VT2导通，电流路径为AC端-D2-D1-P。当VT1关断VT5导通时，D1承受反向电压截止，电流路径由AC端-D2-D1-P转换为AC端-D2-VT5-0，P状态和0+状态不断切换，致使VT1和VT5产生开关损耗和通态损耗，D1产生反向恢复损耗，VT2和D2产生通态损耗。

3.2 混合型ANPC拓扑

混合型ANPC拓扑采用PWM2调制方法，其换流过程如图7所示。

图7 混合型ANPC拓扑PWM2调制策略换流过程Fig.7 Commutation process of hybrid ANPC topology with PWM2 control strategy

3.2.1 逆变工况

该工况下，当U>0，I>0时，P状态下，VT1、VT2、VT6导通，此时电流路径为P-VT1-VT2-AC端。当VT2关断、VT3导通时，电流路径由P-VT1-VT2-AC端转换到0-VT6-D3-AC端，完成续流。在P状态和0+状态不断切换的过程中，VT2和VT3产生开关损耗，VT1和VT6产生通态损耗，D3产生反向恢复损耗。

当U<0，I<0时，N状态下，VT3状态和VT4和VT5导通，此时电流路径为AC端-VT3-VT4-N。当VT3关断、VT2导通时，电流路径将由AC-VT3-VT4-N转换到AC端-D2-VT5-0以完成续流。在N状态和0-开关状态不断切换的过程中，VT2和VT3产生开关损耗，VT4和VT5产生通态损耗，D2管产生反向恢复损耗。

3.2.2 整流工况

该工况下，当U>0，I<0时，P状态下，VT1、VT2、VT6导通，其他开关管关断，此时电流路径为AC-D2-D1-P。当VT2关断、VT3导通时，D2截止、承受反向电压，电流路径由AC-D2-D1-P转换到AC-VT3-D6-0。在P和0+开关状态的不断切换中，开关管VT2和VT3产生开关损耗，D1和D6产生通态损耗，D2产生反向恢复损耗。

当U<0，I>0时，N状态下，VT3、VT4、VT5导通，其他开关管关断，此时电流路径为N-D4-D3-AC端。当VT3关断、VT2导通时，D3承受反向电压而截止，电流路径由N-D4-D3-AC端转换到0-D5-VT2-AC端。在N状态和0-开关状态不断切换的过程中，开关管VT2和VT3产生开关损耗，D4和D5产生通态损耗，D3产生反向恢复损耗。

4 损耗计算

相较NPC拓扑，ANPC拓扑可在一定程度上实现内、外管开关损耗的平衡；但对于不同的调制策略，各开关器件的损耗不尽相同。功率器件的损耗主要包括通态损耗和开关损耗［13-14］。下面通过仿真测试在不同调制方法下各开关器件的电流波形，分析计算各开关管的损耗。

4.1 PWM1调制方法下通态损耗

根据PWM1调制策略，仿真得到正半波调制时各器件对应的电流波形（以流入IGBT器件电流方向为正方向），具体如图8所示。

图8 PWM1调制策略下变流器正半波输入时各开关管电流仿真波形Fig.8 Simulation output current waveform of each switch in condition of positive half-wave input current for the converter with PWM1 control method

假设模块输出电流为

式中：Im——模块输出电流峰值；ω0——电流角频率；φ——功率因数角。

因各器件开关损耗正、负半波对称分布，下面以正半波为例计算各器件的通态损耗。设VT1、VT2、VT5的通态损耗依次为PT1C、PT2C、PT5C，根据仿真波形并结合换流回路分析可知：

式中：iDi（k）——在各开关点流经二极管Di的通态电流，i=1，2，...，6；uDi（k）——iDi（k）对应的二极管通态电压；iTi（k）——各开关点流经IGBT的通态电流；uTi（k）——iTi（k）对应的IGBT通态电压；D（k）——开关占空比；TC——开关周期；fC——开关频率；T0——输出电流周期；f0——工频。

当载波频率远大于工频时，式（2）和式（4）可分别转化为积分形式：

4.2 PWM1调制方法下开关损耗

下面进行PWM调制方法下各器件开、关损耗的计算。设 VT1、VT2、VT5 开关损耗分别为 PT1S、PT2S、PT5S，通过类似通态损耗的计算方法可得

4.3 PWM2调制方法下开关管损耗

根据PWM调制策略，仿真得到正半调制波时各器件对应的电流波形，具体如图9所示。

图9 控制方法PWM2下正半波各开关管电流仿真波形Fig.9 Simulation output current waveform of each switch in condition of positive half-wave input current for the converter with PWM2 control method

按照相同方法，可推导出采用PWM2调制方法时各管对应通态损耗和开关损耗的表达式，具体如下：

5 计算仿真分析

三电平大功率变流器模块的研究开发主要基于常规型ANPC拓扑硬件结构的配置。为了简化计算、便于对比，下面主要针对常规型ANPC拓扑，计算和仿真分别采用PWM1和PWM2调制方法时对应的各管损耗，IGBT器件型号为FF600R17M4。计算和仿真条件参数见表3。

表3 计算和仿真条件参数Tab.3 Condition parameters of calculation and simulation

PWM2调制策略在整流和逆变工况下，各开关管的损耗计算与仿真结果对比如图10所示。通过对比可知，计算结果与仿真结构较为相近。3种不同调制方法同工况下各开关管损耗如图11所示。

图10 采用PWM2调制方法功率因数为1和-1时各管损耗的计算值与仿真值对比Fig.10 Comparison between calculated loss and simulation loss of each device of the converter with PWM2 control method when power factor is 1 and-1

图11 同工况下采用3种不同控制方法损耗对比Fig.11 Loss comparison of each device of the converter with three different control methods under the same working condition

采用3种控制策略各开关管在整流和逆变工况下的损耗及总的损耗对比情况如图12所示。由图可知，在同等条件下，ANPC拓扑结合一定控制方法在损耗上有一定的优势。

图12 采用不同控制策略时各管损耗及总损耗对比Fig.12 Comparison of each device loss and total loss of the converter with different control strategies

仿真计算所用大功率变流器模块采用常规型ANPC三并联拓扑，其基于1060型材散热器和前后出风散热方式，风速为5 m/s，环境温度设为45℃。图13示出根据第4节方法计算出的损耗而得出的热仿真图。可以发现，同等工况下，相较NPC拓扑，ANPC拓扑PWM1算法内外管的均温效果有较明显改善。

图13 根据计算损耗得出的热仿真图Fig 13 Thermal simulation diagram according to calculated loss values

6 结语

本文主要在ANPC拓扑的基础上介绍了两种不同的调制方法及其在整流工况和逆变工况下各开关管的换流过程，并结合不同调制策略下各开关管的仿真波形详细推导了各开关器件损耗的表达式；最后以定量计算的方法分析在不同调制方法下各开关管的损耗情况。通过计算和仿真结果的对比，最终得出如下结论：

（1）同等工况、同等驱动参数条件下，相较NPC拓扑结构，结合一定调制策略的ANPC拓扑结构的变流器功率模块效率更高；

（2）相较NPC拓扑，ANPC拓扑结合一定的调制方法可实现内、外管损耗的均衡，便于功率模块散热；

（3）相较NPC拓扑，PWM1调制策略可缩短换流路径，在不增大内管关断电阻的前提下可一定程度地降低内、外管关断过电压。