一种多模态宽范围箝位桥并联型LLC变换器控制方法

缪哲语，仝 昊，吕征宇，姚文熙

（浙江大学电气工程学院，杭州 310027）

目前，电动汽车充电机[1-2]和新能源直流发电系统[3-4]等热点领域对所需的隔离型DC/DC 变换器提出了宽增益调节能力的要求，并同时期望变换器满足高效率、高功率密度的性能指标。LLC 谐振变换器因具有高效率、高功率密度等优点，被广泛应用于DC/DC 系统中。然而，传统LLC 变换器方案的宽增益拓展能力十分有限，往往需要通过牺牲一定的效率来实现宽增益范围的工作能力[5-7]。提升LLC 谐振变换器整体宽增益范围下的工作效率，特别是在中、高功率系统中，能够提升设备性能、降低电能损耗并带来显著经济收益。近年来，国内外已有许多学者针对LLC 变换器的宽增益能力进行了研究，主要方法可以分为斩波拓扑变换[8-11]、谐振单元变换[12-15]、整流拓扑变换[16-18]和变模态控制[19-21]4 大类。这些增益范围拓展方法或通过斩波单元重组、变谐振特性、多谐振通路合作、整流单元调节和多模态控制等手段，或改变斩波单元输出波形的有效值、频率特性，或改变谐振网络的等效谐振特性，或改变整流单元的增益调节能力，以实现LLC 变换器宽增益范围的调节。

本文主要针对高电压输入、中高功率等级、宽增益范围DC/DC 变换应用，以箝位桥并联型LLC 变换器DCBP-LLC（diode clamped bridge paralleled LLC）的多电平LLC 拓扑为研究对象，提出了全桥等效控制方法及多电平控制方法，并统一了DCBP-LLC变换器的宽范围柔性多模态控制过程。最后进行了多模态DCBP-LLC 变换器的样机实验，实验结果证明了所提方法的有效性。

1 DCBP-LLC 变换器及其工作特性

二极管箝位桥是一种应用十分广泛的三电平箝位桥结构，被应用在二极管箝位桥三电平LLC变换器和中点箝位三电平逆变器等拓扑结构中，单二极管箝位桥的结构如图1 所示，其在不同开关状态下对应的工作状态见表1。由表1 可知单二极管箝位桥的2 个重要工作特性：①单个二极管箝位桥输出点能够输出3 种输出电位（相对桥臂负端）：0、和Vin，Vin为直流母线电压，为输入侧电容Cd2两端的电压；②二极管箝位桥输出中间电压时，输出电流流经输入电容，影响桥的中点电位，要实现桥臂中点电位平衡则必须保证中点电流的周期均衡。通过2 个单输出点三电平桥臂的组合，可以形成串联型或并联型的箝位桥组合型LLC 变换器拓扑，进而构成一个功率等级更高的斩波模块。本文主要研究对象为二极管箝位桥并联型LLC 变换器，其拓扑结构如图2 所示。

图1 单个二极管箝位桥臂Fig.1 One single diode clamped bridge arm

表1 二极管箝位桥臂的工作状态Tab.1 Working status of diode clamped bridge arm

图2 二极管箝位桥并联型LLC 变换器Fig.2 Diode clamped bridge paralleled LLC converter

对于DCBP-LLC 变换器，其原边开关管电压应力为输入直流母线的1/2，拓扑谐振腔输入电压范围为-Vin～Vin。相对于传统单二极管箝位桥三电平拓扑，其具有2 倍宽的输入摆幅，因此功率传输能力更大。由于2 个桥臂共用输入侧直流电容中点，在考虑桥臂均分电容的电压均衡时，2 个桥臂共同实现中点电流的周期均衡。因此只需2 个桥臂整体电流贡献为0，单个桥臂对中点电流的周期贡献可以不为0。此外，因为开关状态和输出冗余状态更多，此拓扑具有更多的控制模态。为了实现电压应力均衡，需要使2 个输入均分电容的电压相等，即。此时，谐振腔输入电压电位一共有5 种情况，分别为±Vin、±Vin/2 和0。开关信号无法完全确定斩波单元的输出电压大小，部分开关状态下输出电压还和谐振电流的方向有关。此外，称不影响中点电位的开关状态为中点平衡状态，包括输出电流不流经直流均分电容的状态（如组合：A 桥臂1100，B 桥臂0011）和2 个桥臂中点电流抵消的状态（如组合：A 桥臂0110，B 桥臂0110）；称影响中点电位的开关状态为中点偏移状态，所有一个桥臂经箝位二极管存在导通而另一桥臂箝位二极管不导通的状态皆为中点偏移状态。所提箝位桥并联型三电平LLC 变换器可以存在的工作状态如表2 所示，其中开关状态1包括开关管导通或续流二极管导通两种情况。

表2 箝位桥并联型三电平LLC 变换器的工作状态Tab.2 Working status of DCBP three-level LLC converter

2 DCBP-LLC 变换器的多模态控制方法

2.1 DCBP-LLC 的全桥等效控制方法

观察DCBP-LLC 与全桥LLC 变换器的斩波单元结构，可以发现当DCBP-LLC 的Sa1与Sa2、Sa3与Sa4、Sb1与Sb2、Sb3与Sb4分别驱动一致，并且依次与全桥LLC 变换器的S1、S2、S3、S4驱动相同时，DCBPLLC 变换器斩波单元输出与全桥LLC 变换器完全一致。因此，全桥LLC 变换器中所有的控制模态与分析方法都可以被DCBP-LLC 借鉴，本文称这种控制方法为DCBP-LLC 的全桥等效控制方法。但是，DCBP-LLC 存在均分电容和箝位二极管，为了使同驱动串联管（如Sa1与Sa2）的动、静态电压应力都保持平衡，在全桥等效控制方法中需要做一个细小的多电平调整，即被箝位管的超前关断。以开关管Sa1和Sa2为例，当驱动信号下降、开关管由导通状态切换为关断状态时，在续流电流的作用下，A 点电压由Vin下降至0，即Sa1和Sa2串联总电压由0 升至Vin。为了保证在动态状态及最终的静态状态下开关管Sa1和Sa2的DS 端电压都不超过Vin/2，需提前一小段时间关断Sa1，当Sa1的DS 端电压上升至Vin/2后，由于箝位二极管Da1的存在，Sa1的S 端电压被输入电容中点箝位，Sa1的DS 端电压箝位为Vin/2；此过程中再关断Sa2，则Sa2的DS 端电压从0 上升至Vin/2 后A 端电压降为0，换流过程结束。因此，通过提前关断Sa1保证了串联管Sa1与Sa2电压的动态均衡。同样地，使Sa4、Sb1、Sb4的驱动信号先于Sa3、Sb2、Sb3的驱动信号一小段时间关断，就能够实现所有开关管电压的动、静态均衡。而在关断状态向开通状态切换时，由于能够实现零电压开通ZVS-ON（zerovoltage switching on），因此不需要做额外处理。一个合理的驱动信号提前关断量Δdt 应当接近提前关断管的电压下降时间，可以设定Δdt 为额定电流Irate状态下管电压的下降时间，则

式中，Cds为MOSFET 漏极和源极间的等效电容。

在DCBP-LLC 的全桥等效控制方法中，可以采用改进的全桥变频控制模态、移相不对称PSAS（phase shifted asymmetry）控制模态和DPWM 控制模态，其相关驱动波形如图3 所示。

图3 DCBP-LLC 的全桥等效控制方法Fig.3 Full-bridge equivalent control method for DCBPLLC converter

图3 中，ugsa1～ugsa4和ugsb1～ugsb4分别代表图2 拓扑中8 个MOSFET 的驱动信号，uAB为图2 拓扑中A 和B 之间的电压。全桥变频控制模态为常规频率控制，在此不再赘述。PSAS 控制模态具有相移角θ与不对称度ε 两个控制量。此模态下，Sa1～Sa4所在桥臂为相位超前桥臂，其上侧对管Sa1和Sa2的占空比扩张为dA，被称为超前扩张管，下侧对管Sa3和Sa4的占空比对应收缩为dB=1-dA，被称为超前收缩管；Sb1～Sb4所在桥臂为相位滞后桥臂，占空比特性正好相反，因此，Sb1和Sb2被称为滞后收缩管，Sb3和Sb4被称为滞后扩张管。相移角θ 为超前桥臂超前于滞后桥臂对称中心的相位差，其变化范围为0°～180°，不对称度ε 为扩张占空比与收缩占空比的差值，即ε=dA-dB。如图3（c）所示，根据滞后侧脉冲的正、负性可将PSAS 模态分为N-PSAS 和P-PSAS 两种类型。PSAS 模态达到θ=180°、ε=0.5 的状态后，保持相移角不变并减小不对称度，即进入DPWM 模态，其控制量为不对称度ε。

2.2 DCBP-LLC 的多电平控制方法

除了全桥等效控制方法外，DCBP-LLC 变换器还具有其特有的多电平控制方法，即Sa1与Sa2等串联对管的驱动信号不再一致，斩波单元输出电压VAB存在输入电容中位电压Vin/2 的电位分量。本文称斩波单元输出包含有中间电位的控制方法为DCBP-LLC 的多电平控制方法。为了利用多种电平来改变变换器增益，引入串联开关管对的非同步状态（如串联管Sa1Sa2的01 与10 状态）。以串联管Sa1Sa2为例，思考Sa1与Sa2的位置关系：如果引入10状态，Sa2续流状态下A 点电压为Vin，与11 状态等效；续流电流截止后，由于Sa2关断而截止，Sa1导通无作用，无法输出Vin/2 电平。如果引入01 状态，Sa1续流状态下A 点电压仍为Vin，与11 状态等效；续流电流截止后，Sa2正向导通，输出电流流经上侧箝位二极管Da1，A 点输出Vin/2 电平。因此，可以将中间电位对应开关状态（Sa1Sa2、Sb1Sb2的01 状态，Sa3Sa4、Sb3Sb4的10 状态）引入控制。

此外，在多电平控制方法中还需要考虑到中点电位的平衡问题，因此一个有效的多电平控制方案引入的所有多电平状态在1 个周期对中点电流的总贡献值应为0。这需要通过将控制逻辑与表2 中的中点电位影响相结合，分析1 个完整控制周期内中点电流的总和。

总而言之，一个多电平控制模态在充分利用多电平开关状态的同时，需要兼顾中点电位平衡和软开关条件。结合中点平衡和软开关条件，本文提出一种DCBP-LLC 的多电平控制模态：多电平倍频PWM 即M-DPWM（multilevel frequency-doubled pulse width modulation）控制模态。

图4（a）为M-DPWM 模态下驱动信号的控制逻辑，图4（b）为M-DPWM 模态下变换器的工作波形，图中udsj（j=Sa1，Sa2，Sa3，Sb1，Sb3）代表图2 拓扑中对应MOSFET 漏极和源极间的电压，为图2 中变换器谐振腔电流。M-DPWM 模态是在DPWM 模态基础上引入Vin/2 电平而产生的多电平控制模态。图中阴影部分即为M-DPWM 模态与DPWM 模态所不同的工作状态。在这种控制模态中，Sa2与Sb3的驱动信号占空比仍为dA，而Sa1与Sb4的驱动信号占空比缩减为dA-Δdd，因此，M-DPWM 控制模态具有dA与Δdd 两个控制量。当Sa1或Sb4关断后，谐振电流上升减缓，占空比扩张对管对应的谐振电流峰值下降。因为在进入M-DPWM 模态前，占空比扩张对管谐振电流峰值相对更大，在占空比收缩对管已经到达ZVS-ON 的边界无法进一步收缩时，仍未达到ZVS-ON 条件的边界。只收缩占空比扩张对管的外侧开关管来引入中间电位，能继续保证软开关条件。可以说，M-DPWM 是充分利用多电平状态来拓展ZVS-ON 条件下的增益，使整体增益范围最大化。从图形关系上看，Δdd≤0.25（因为单个VAB=Vin的脉冲最长为0.25 个周期），而Δdd 的ZVS-ON 限制值主要由负载决定，由于此时增益最低、系统功率较小，需要保证切换电流大于实现软开关的限定值。

图4 DCBP-LLC 变换器的M-DPWM 控制模态Fig.4 M-DPWM control mode of DCBP-LLC converter

DPWM 模态收缩占空比直接引入0 电位代替Vin电平，而M-DPWM 模态则通过引入Vin/2 电平代替Vin电平。这两种模态是相互制约的，即两者都会降低谐振电流切换值。由于斩波输出电压不为0，因此具体引入0 电平还是Vin/2 电平效果更好，实际上是由这两个电平与输出电压中点电位的距离决定。为了获得M-DPWM 模态下更好的控制方法，应该引入距离中点电平更近的电平以减小增益。0 电平及Vin/2 电平与中点电位各自的电位差为

比较两者的大小有

在刚进入M-DPWM 模态时，dA=0.75、Δdd=0，此时斩波输出电压平均值等于中点电位Vin/2，因此，对于DCBP-LLC 而言，直接采用多电平模态引入中点电平Vin/2 效果更好。在dA=0.75 的条件下，多电平控制方法谐振电流的对称性更高，能够在ZVS-ON 条件下实现更宽的增益范围，因此，考虑对DCBP-LLC 采用多电平倍频M-DF（multilevel double frequency）模态。M-DF 模态本质上是M-DPWM 模态的一种特殊情况，其等价于保持dA=0.75 不变而仅调节控制量的M-DPWM 模态，此模态下ZVS-ON具有更广泛的变化范围，由于M-DF 模态的高对称性，能够在全范围内实现ZVS-ON。图5 为M-DF 模态中控制量最大的情况，可见此时谐振电流峰值较为对称，M-DF 模态增益拓展能力更强。由于在电流续流时箝位二极管无法导通，只能通过开关管Sa1与Sb4的反向二极管续流，因此在进入箝位阶段前存在一小段Vin输出的续流阶段，不利于增益拓展，但这一阶段相对短暂。在到达M-DF 模态边界后（Δdd=0.25），再进入M-DPWM 模态缩小，并根据ZVS-ON 条件限制决定的下限值。

图5 DCBP-LLC 变换器在M-DF 模态边界下的工作状态Fig.5 Working status of DCBP-LLC converter under the boundary of M-DF mode

3 DCBP-LLC 变换器的多模态宽范围控制

3.1 多模态宽范围DCBP-LLC 控制

综合上述分析，可以给出全工作范围内DCBPLLC 的变模态控制方案，控制流程如图6 所示，其中各个模态的控制环所使用的控制量如表3 所示。

图6 DCBP-LLC 变换器的宽范围变模态控制方案Fig.6 Wide-range variable-mode control scheme for DCBP-LLC converter

表3 DCBP-LLC 变换器的控制量设定Tab.3 Control quantity settings of DCBP-LLC converter

从图6 中可以看出DCBP-LLC 变换器的宽范围变模态方案为：在DCBP-LLC 变换器处于高增益区域时，系统采用全桥等效控制方法中的全桥变频模态，通过调节开关频率来调节变换器增益；随着变换器的增益需求不断下降，全桥变频模态中的开关频率达到了频率上限，通过此模态无法继续降低变换器的增益，此时DCBP-LLC 变换器进入全桥等效控制方法中的PSAS 模态来实现中增益段需求，通过改变相移角与不对称度来调节变换器增益；当PSAS 模态达到了其临界点，即dA=0.75、Δdd=0 时，恰为全桥倍频模态，由此变换器开始进入多电平控制方法来实现低增益段需求。正如前面所分析的，多电平控制中，M-DF 模态的增益扩展能力较强且具有较好的软开关特性，因此多电平控制方法中首先采用M-DF 模态，通过调节控制量来降低变换器的增益，在到达M-DF 模态的控制边界后进入MDPWM 模态来实现变换器的最低增益输出。

在整个宽范围变模态控制方案中，除PSAS 模态内部的N-PSAS 与P-PSAS 之间的切换需要对移相角进行突变来跨越非软开关区域外，其他各个模态的控制量变化均是连续的，因此模态之间的切换过程是平滑柔性的。而PSAS 模态中，谐振电容电压的直流分量与移相角无关，所以移相角的突变不会引起不良的暂态反应，通过相位优化切换同样可以实现平滑切换。

综上所述，本文提出的多模态宽范围DCBPLLC 变换器控制方法极大扩展了变换器的增益范围，并且多模态之间的切换是平滑柔性的。

3.2 统一虚拟控制量

在不同的模态工作时，为了更好地对多个控制量进行管理，提出统一虚拟控制量的概念，如图7 所示。统一虚拟控制量是利用控制单调性及单调关系函数来实现多个负反馈控制环的集成。其中每个分段的函数都是满足对应范围单调性的函数，单调性方向根据负反馈性质确定。可以依据控制量的特点给出不同的映射形式（如一次函数、二次函数的单调段等）。使用统一虚拟控制量的情况下，只需将控制环的输出结果映射获得实际控制量，而控制环本身连续控制，避免了控制环切换的影响及复杂性。

图7 多模态的统一虚拟控制Fig.7 Unified virtual control in variable modes

3.3 DCBP-LLC 中点电位调整方法

考虑到实际电路对称性偏差等问题造成的微小中点偏移，可以通过引入单侧多电平状态补偿量来实现DCBP-LLC 变换器输入中点的微调。图8 给出了采用单侧多电平状态调节中点平衡的控制逻辑，Δdm 为单侧多电平状态的补偿量，用来调节中点电位。当Δdm＞0 时，增加中点电流正向的多电平状态时间，即图4 中中点正向箝位区的时间，使中点电位下降；当Δdm＜0 时，增加中点电流负向的多电平状态时间，即图4 中中点反向箝位区的时间，使中点电位上升。当中点电位高于参考值时，闭环控制使Δdm 上升直至中点平衡；当中点电位低于参考值时，闭环控制使Δdm 下降直至中点平衡。实际应用中，所采用的控制模态在逻辑上实现中点平衡，而Δdm 仅是用于调节由实际电路对称性偏差造成的微小中点偏移，其取值非常小。

图8 DCBP-LLC 变换器的中点平衡控制Fig.8 Neutral-point balance control of DCBP-LLC converter

4 样机实验

本文对所提方案进行了样机实验以验证其可行性及相关分析的正确性，实验样机参数如表4 所示。原边斩波侧MOSFET 采用Infineon OptiMOS 系列的IPP410N30N，箝位二极管采用英飞凌SiC 肖特基二极管IDH20G65C5，芯片驱动选用SILICON LABS 的Si8233 驱动芯片，副边整流管选用DIODES的肖特基二极管SBR40U200CTB，控制器选用德州仪器C2000 系列DSP TMS320F280049。

表4 DCBP-LLC 变换器参数Tab.4 Parameters of DCBP-LLC converter

4.1 DCBP-LLC 全桥等效控制方法实验波形

图9 展示了DCBP-LLC 变换器在全桥等效控制方法下各个子模态的工作波形。图9（a）为全桥变频模态的工作波形，开关频率为99 kHz，接近系统谐振频率，系统处于较高增益区，输出电压为50 V，此时系统处于最高功率点，原边开关管具有ZVSON 特性，副边二极管具有ZCS-OFF 特性，系统效率较高。图9（b）为PSAS 模态中滞后侧脉冲负向的情况（即N-PSAS 模态），斩波单元输出含3 种电平，滞后侧脉冲为负且脉冲宽度相对较小，此时开关频率最高，为200 kHz，dA=0.68，θ=35°，输出电压为32 V。图9（c）为PSAS 模态中滞后侧脉冲正向的情况（即PPSAS 模态），斩波单元输出仅有2 种电平，滞后侧脉冲为正且脉冲宽度相对较小，此时对应开关频率为123 kHz，dA=0.72，θ=163°，输出电压为20 V。实验表明PSAS 模态下系统处于中增益区，且能有效实现ZVS-ON 边界值。由于DCBP-LLC 还有多电平控制方法，其在全桥等效控制方法下具有更低的开关频率上限，工作范围相对更窄，但可由多电平控制方法弥补增益范围，因而整体增益范围不变，且系统工作效率更高。

图9 DCBP-LLC 变换器全桥等效控制方法的实验波形Fig.9 Experimental waveforms of full-bridge equivalent control method for DCBP-LLC converter

4.2 DCBP-LLC 多电平控制方法实验波形

图10 为DCBP-LLC 的多电平控制方法的工作波形。图中开关频率为最高开关频率200 kHz，控制量dA=0.725，θ=180°，Δdd=0.25 为最大控制量，输出约为8.5 V，此时系统为连续模式下实现ZVS-ON 的最低增益。在正电平段，除了在谐振电流的续流阶段斩波单元输出电压为全输入电压Vin（占空比约8%），其余时间斩波单元输出为中间电平Vin/2。总的来说，DCBP-LLC 通过全桥等效控制方法和多电平控制方法实现极宽的增益范围，并提升了系统工作效率。

图10 DCBP-LLC 变换器多电平控制方法的实验波形Fig.10 Experimental waveforms of multi-level control method for DCBP-LLC converter

4.3 系统工作范围及效率

通过输出电压变化实验可以发现，负载电阻为最高功率点的等效电阻（2.5 Ω）时，变换器工作范围为8.5～55 V，增益比为6.5，最低ZVS-ON 输出电压为8.5 V，此时等效输出负载最小，负载电流为额定负载电流的25%。根据LLC 谐振腔增益曲线可知，输出等效负载越大，高于谐振频率侧的增益曲线越陡峭，因此可以确定当负载大于25%额定负载电流时，下限增益更低，即系统增益范围更宽。总的来说，大于50%额定负载电流时，变换器在全电压（0～55 V）范围具有ZVS-ON 条件；在25%额定负载电流时，ZVS-ON 对应输出范围为8.5～55 V。

图11 给出了变换器在不同电压增益点、不同负载下的工作效率。在80%额定电流负载以上工作时，15～55 V 输出电压范围变换器效率皆高于95%。在上述恒电压实验中，最高效率对应测试点为45 V/25 A和55 V/15 A，这两个测试点也最接近谐振频率。当负载电压为55 V 和15 V 时，最高效率点出现在15 A负载电流左右，而其他输出电压下，效率随负载电流的下降而下降：输出电压为55 V 时主要为全桥变频模态，当输出负载为15 A 时，系统更近谐振点，开关及通态损耗整体之和较小；输出电压为30 V 时主要为PSAS 模态；输出电压为15 V 时主要为P-PSAS和M-DPWM 模态，当输出负载为15 A 时，接近全桥倍频模态的谐振点。

图11 系统工作效率Fig.11 Operating efficiency of system

5 结语

本文针对高电压输入、宽增益范围的应用场景，对二极管箝位桥并联型LLC 变换器提出了全桥等效控制方法及多电平控制方法，给出了各模态及整体系统的详细控制逻辑，统一了柔性变模态控制过程。通过相关分析及实验结果可得，所提的多模态DCBP-LLC 变换器控制方法通过多种工作模态，不仅实现了极宽的电压增益调节范围，而且在整个工作宽增益范围都保持较高的运行效率，实现了高效率宽范围运行，且能够适应宽增益范围应用场景，可以高效替代相应系统中的两级DC/DC 宽调压变换器。