一种K 波段小型化MIMO 天线设计

南敬昌,韩欣欣,高明明,王纪禹

(辽宁工程技术大学 电子与信息工程学院,辽宁 葫芦岛 125105)

随着无线通信行业的发展,频段利用逐渐趋向于K 波段等毫米波频段,设计高频段的通信设备可缓解低时延、数据密集的压力。更重要的是,提高载波频率意味着天线尺寸的变小,即可以通过增加天线数量来补偿高频路径损耗[1-3]。为满足高频带资源有限而高速数据需求无限增长的要求,利用多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)技术增加发射天线来增加空间自由度、改善系统性能、提高频带利用率已经成为无线通信领域中的一个研究方向。MIMO 天线通过创造多个并行空间信道独立地传输信息,将多径无线信道与发射、接收视为一个整体进行优化,实现了较高的通信容量和频谱利用率[4-6]。

然而,天线的小型化将改变MIMO 天线单元间的相关性,降低辐射效率与增益,产生强烈的耦合作用。近年来有关MIMO 天线设计,不少学者通过加载中和线、设置缺陷地、采用解耦网络、利用模式对消等[7-15]方法进行去耦合。Hao 等[16]提出了一种实用超材料MIMO 天线,利用折叠式互补谐振环(Fold Complementary Ring Resonator,FCRR)原理降低耦合,实现工作频段内隔离度低于-15 dB;Loghman 等[17]提出的天线由两个带有折叠微带线和对称L 型缝隙的辐射贴片组成,使用互补开口谐振环(Complementary Split-Ring Resonator,CSRR)结构提高隔离度并控制谐振频率;Shafique 等[18]提出了一种结构紧凑、尺寸为44 mm×74 mm×1 mm 的MIMO 天线,改进的互补裂环谐振器满足了表面波和空间波效应的需求。虽然上述天线性能良好,但是上述设计方法不仅会使天线整体尺寸增加,损失大部分带宽,而且去耦合也只体现在窄带部分。

基于上述现状,本文设计了一款K 波段小型化MIMO 天线,在工作频段内实现了良好的性能。通过对辐射贴片做出基本改进使天线工作在K 波段后,进一步优化接地板结构。在接地板上加载多开口槽矩形寄生单元以降低中低频段的耦合;在正中间刻蚀一个CSRR 结构,该结构作为一种超材料,让表面电流流入开口环中,并在高频段处产生谐振点,达到宽频带去耦合的效果。经过HFSS 软件的一系列仿真优化,天线整体尺寸为15 mm×24 mm×0.8 mm,匹配带宽17～27.2 GHz 内隔离度小于-18.3 dB。

1 MIMO 天线结构设计与分析

设计的MIMO 天线印刷在FR4 介质基板上,介质损耗角正切值为0.025,尺寸为15 mm×24 mm×0.8 mm,天线正面由两个辐射贴片为九边形的单元组成,天线背面由开槽的接地板组成,并在接地板正中心位置处加载一个多开口槽矩形去耦寄生单元,刻蚀一个CSRR 谐振结构。K 波段MIMO 天线结构如图1 所示。

图1 天线结构示意图Fig.1 Antenna structure diagram

在HFSS 仿真软件中对天线结构进行优化后的参数如表1 所示。

表1 天线结构尺寸Tab.1 The dimensions of antenna structure mm

天线单元改进过程如图2 所示。最初设计的天线辐射贴片为正圆形,接地板为矩形且高度Lg=5 mm;将圆形贴片进行外围切角后对称放置,形成正九边形二单元天线;最后对接地板正对馈线处刻蚀长度L3=3.5 mm 和宽度W3=1.4 mm 的矩形槽,得到一款可以工作于K 波段的MIMO 天线。

图2 天线单元改进示意图Fig.2 Antenna unit improvement diagram

天线贴片改进过程中S11的变化如图3 所示。由图3 可知,天线1 在高频处阻抗失配,部分频段处对应的S11高于-10 dB。为了提高天线在高频处的阻抗性能,对贴片周围进行切角得到天线2,切角实质上增加了贴片与接地板间的距离,从而增加了阻抗的连续性,使S11整体降低,但在24 GHz 左右仍然存在失配现象。天线3 为初形成的MIMO 天线,S11在18.4～28 GHz 内低于-10 dB,高频段带宽有所降低,这是由于右侧天线作为一个辐射体,对左侧天线产生了影响。为进一步提高天线的性能,在接地板上刻蚀两个大小相等的矩形槽,通过改变电流的流经路径拓宽带宽,这样得到的天线4 回波损耗S11在17～28 GHz 内全部低于-10 dB,在18.2～28 GHz 内低于-12.5 dB。

图3 贴片改进过程中S11变化图Fig.3 Variation diagram of S11 during patch improvement

2 去耦结构设计与分析

2.1 去耦结构设计

上述MIMO 天线虽然满足K 波段带宽要求,但隔离度性能极差,天线单元间存在严重互偶,需要去耦设计来获得性能良好的天线。天线去耦设计过程如图4 所示。为了大幅度提升隔离度,在接地板上加载矩形结构作为寄生单元,得到天线5。为了改善中频隔离度,在矩形寄生单元上刻蚀四个矩形缝隙,得到天线6。为了使高频段隔离度进一步降低,加强磁响应,在接地板中心位置刻蚀两个半径不等、缝隙不等、开口方向相反的圆环,形成一个CSRR 谐振器,得到天线7,从而实现了MIMO 天线的去耦。

图4 天线去耦设计示意图Fig.4 Antenna decoupling design diagram

去耦设计中MIMO 天线S11的变化如图5 所示。从天线4 改进到天线7 过程中,带宽会因为去耦结构的设计而有所损失,但在17.0～27.2 GHz 频段内仍低于-10 dB。

图5 去耦设计中S11变化图Fig.5 Variation diagram of S11 in decoupling design

去耦设计中MIMO 天线S12的变化如图6 所示。在天线未加任何去耦结构时,天线单元互偶严重,S12基本上大于-15 dB;加入矩形去耦寄生单元后,隔离度在低频与高频处同时降低;天线6 在天线5 的基础上对矩形进行开槽处理,使天线在K 波段内隔离度整体小于-15 dB;最后加入CSRR 结构后产生了谐振,谐振点发生偏移,天线在23.6 GHz 频点左右的耦合有效降低,隔离度达到18.3 dB。

图6 去耦设计中S12变化图Fig.6 Variation diagram of S12 in antenna decoupling design

2.2 去耦原理分析

2.2.1 多开口槽矩形去耦寄生单元

加载多开口槽矩形寄生单元后,一端受激励的天线单元对该寄生单元产生耦合,而寄生单元本身会对另一端非激励天线单元产生耦合,两种耦合的电流相位相反,互相抵消,达到去耦目的。天线在19 GHz 时电流分布情况如图7 所示。在天线端口受到激励情况下,电流集中分布在右侧天线以及多开口槽矩形去耦单元上,左侧天线表面几乎无电流。说明加载该单元有效阻碍电流向左侧天线的流动,实现隔离度的提升。

图7 天线在19 GHz 处电流分布情况Fig.7 Current distribution of the antenna at 19 GHz

2.2.2 CSRR 结构

互补开口谐振环(Complementary Split -Ring Resonator,CSRR)是开口谐振环(Split-Ring Resonator,SRR)的一种新型结构,作为磁性超材料可有效提高磁导率,从而被引入微波电路中充当一种滤波结构。CSRR 谐振结构的电场和磁场分布情况如图8 所示。当天线工作在谐振频率时,CSRR 主要由垂直于环平面的电场和平行于环平面的磁场激励,且电场激励明显高于磁场激励。CSRR 可以等效为一个电偶极子,在谐振频率附近产生负介电常数,具有带阻效应,引起一个谐振吸收峰出现。

图8 CSRR 场分布Fig.8 Field distribution of CSRR

从原理上讲,一个金属圆环在与其垂直的变化磁场中,会产生感应电磁场,但却并非谐振系统,为了产生谐振则需要引入电容。SRR 结构是在每个金属环上加入一个缺口,形成电容,电荷会在其两端积聚,而电容和电感一起便形成了谐振电路。CSRR 结构如图9(a)所示,灰色部分表示金属接地板,绿色双环表示在接地板上刻蚀的SRR 结构。CSRR 是SRR 的互补结构,工作原理与SRR 是互偶的。可以用集总参数模型描述CSRR特性,其等效LC 并联谐振电路如图9(b)所示。

图9 CSRR 结构与等效LC 谐振电路Fig.9 Structure and equivalent LC resonant circuit of CSRR

在LC 谐振电路中,设SRR 等效电路中电感为L0,环路电容分别为C01和C02,则CSRR 等效电路中总电感Lc与地面覆盖的金属环耦合电容Cc可以分别用式(1)和式(2)表示:

式中:L1表示CSRR 等效的电感;ε和μ分别表示介电常数和磁导率。传输系数S12的谐振频率fc可由式(3)得到。

为使天线小型化,文中只采用了单个CSRR 结构,外环宽度与内环宽度近似相等,并通过优化开口大小来调整谐振点位置。由图6 可知,加入CSRR 结构后的天线在23.6 GHz 处产生了谐振,在23.0～24.5 GHz 频段内实现了窄带去耦,使隔离度整体提高。天线在23.6 GHz 时电流分布情况如图10 所示,电流主要集中于CSRR 结构上,左侧天线表面电流极少,说明要耦合到该天线单元的表面波被抑制,也证实了该结构去耦的有效性。

图10 天线在23.6 GHz 处电流分布情况Fig.10 Current distribution of the antenna at 23.6 GHz

3 实测与仿真结果分析

3.1 S 参数

K 波段MIMO 天线制作实物如图11 所示。将天线在暗室环境下通过矢量网络分析仪进行测试,天线S11和S12仿真与实测结果对比如图12 所示。可以看出,实测结果与仿真结果大致吻合,存在的微小误差可能由于天线在加工制作中材料的参数带来了影响。

图11 天线实物图Fig.11 Physical diagram of the antenna

图12 S 参数仿真与实测结果Fig.12 The simulation and measurement results of S-parameters

3.2 辐射方向图

天线辐射方向图是指在距离天线一定位置处的电磁波辐射参量随方向变化的图形表示,通常分为E 面和H 面。天线在17.6,21.6 和26.6 GHz 处的E 面、H 面方向图如图13 所示。从图13 可以看出,E 面与H面基本对称,但是随频率的升高,方向图受耦合的影响加强,所以会呈现出不稳定的效果,产生畸变,这也是在设计毫米波天线中所要牺牲的性能代价。

图13 天线辐射方向图Fig.13 Radiation patterns of the antenna

3.3 包络相关系数(ECC)

为获得良好的MIMO 天线性能,必要条件之一就是要求发射端与接收端天线间相关性较低。包络相关系数(ECC)是表示MIMO 系统空间相关性系数的一种类型。理想条件下,ECC 值应为0,但实际上由于外界环境等的干扰,规定ECC 值小于0.5 即可。文中设计的天线ECC 仿真与实测结果如图14 所示,从图14可以看出,天线在K 波段范围内ECC 小于0.001,满足设计要求。

图14 ECC 仿真与实测结果Fig.14 The simulation and measurement results of ECC

3.4 性能对比

对本文设计的天线与现有类似设计的天线进行性能比较,如表2 所示。根据工作频带同在K 波段内,与文献[7-9]相比,本文天线尺寸更小,板材更便宜,加工费用更低;根据现有去耦方法,与文献[14-17]加载寄生单元、设置缺陷地(Defected Ground Structure,DGS)结构、谐振环以及超材料折叠互补开口谐振环(Metamaterial Fold Complementary Ring Resonator,Meta-FCRR)等方法相比,本文采用寄生单元与CSRR 结合去耦,得到的天线在保证尺寸占优情况下,具有更低的包络相关系数、更高的隔离度。综上性能对比可以看出,该天线不仅设计方法效果显著,而且利于实际加工应用,为天线的设计提供了一种参考方案。

表2 天线性能参数对比Tab.2 Comparison of antenna performance parameters

4 结论

本文提出了一款应用于K 波段的小型化MIMO 天线。通过在辐射贴片外围切角、在接地板刻蚀矩形槽缺陷地结构,实现了天线的宽带匹配特性;采用加载多开口槽矩形去耦寄生单元以及CSRR 谐振结构的方法,实现了天线单元间隔离度的提升。最终,设计的天线总尺寸为15 mm×24 mm×0.8 mm,工作频段为17～27.2 GHz,隔离度均小于-18.3 dB,辐射增益较稳定,包络相关系数ECC 小于0.001。与现有MIMO 天线相比,该天线在尺寸上占有较大优势,各项性能良好,可以广泛应用于相关领域中。