将Pixie-Net数字化仪用于核物理教学实验

魏 康，胡晗睿，楼建玲，许金艳

(北京大学 物理学院，北京 100871)

受到实验条件的限制，过去的核物理实验教学内容主要以验证性实验为主. 随着学生实验技能的提高，高年级学生已不满足于验证性的教学实验内容. 一些研究型、与将来科研紧密相关的实验更能激发他们对实验的兴趣，能更好地培养他们的实验技能. 因此本文把增加这方面的教学内容作为我们核物理实验教学改革的一个重要切入点. 近些年来，我们实验室已经开设了CsI(Tl)能量分辨率的研究[1]、位置灵敏塑料闪烁体谱仪[2-3]、NaI(Tl)探测器的反散射峰影响因素[4-5]、矿渣中放射性元素的测量[6]等研究型实验. 但是，这些实验都是基于多个模块化的NIM插件和国产的多道脉冲幅度分析器PHA18完成的. 虽然NIM信号的传输标准相同，但是每个NIM插件的功能单一，每个实验往往需要多个插件，成本较高. PHA18虽然可以像内存条一样方便地内置于电脑中，但是对电脑的硬件配置和操作系统也有一些苛刻的要求，通用效果较差.

科研上，随着探测器技术的不断发展，探测器的规模越来越大，实验路数越来越多，传统的模块化的NIM插件和模拟电子学获取系统已经无法满足核物理实验日益增长的需求. 数字化采集系统凭借其更高的脉冲处理灵活性以及与计算机控制系统的便捷通讯, 近些年来在核物理研究中得到了广泛的应用，并显示出相较于模拟电子学系统的显著优势[7-8]. 科研上，常用的数字化仪器有美国XIA公司[9]、意大利CAEN公司[10]以及斯洛文尼亚的Red Pitaya公司[11]生产的产品. 其中，XIA公司的Pixie-Net和CAEN的DT5790N操作简单，比较适用于教学实验. 本教学实验室也引进了桌面式的、四通道的数字化仪Pixie-Net用于NaI(Tl)探测器的测量，探讨用一个Pixie-Net数字化仪替代传统电子学的可能性.

1 实验

1.1 Pixie-Net简介

Pixie-Net数字化仪是XIA公司生产的，可以替代放大器、甄别器、脉冲幅度分析器(ADC)等多个传统电子学插件. 它可以采集信号波形，测量能量，完成脉冲形状分析/甄别 PSA(付费固件，已经购买)，实现各通道之间的触发、符合和反符合. 它适用于包括气体、闪烁体、半导体在内的各种类型的探测器.

本实验室购置的是四通道的，桌面式的Pixie-Net数字化仪，不需要XIA公司的Pixie-16 6U Compact PCI/PXI机箱和PCI-8366/PXI-8368机箱控制器. 这大大简化了操作难度，适用于教学实验. 图1给出了Pixie-Net数字化仪的图片，以及各个接口的功能. 具体参数如下：1) 4 通道，模拟信号输入；2) 输入阻抗：50 Ω或2 kΩ；3) 输入信号幅度：±1 V有效输入范围(50 Ω，2倍增益)；输入信号最高不得超过±3.5 V，否则会损坏设备.4) ADC的波形采样率：250 MHz(4 ns采集一个数据点)；5) ADC的分辨率：12 bit(4 096道).

正面图

Pixie-Net数字化仪中内置Linux系统，可在Linux系统上运行，也可很方便地在Windows系统上运行. 在Windows上运行时：通过USB线与电脑通讯，采用Linux指令软件输入指令的方式控制设备的运行，同时通过网线与电脑通讯，在浏览器中输入数字化仪的IP地址即可打开操作界面. 相比于传统的脉冲幅度分析器PHA18, Pixie-Net数字化仪可以与任意基于Windows系统电脑适配. 需要注意的是：SD卡内储存着Linux系统和固件，不得轻易取出，为防止丢失和损坏，最好提前备份；且设备在运行期间发热量大，外壳发烫是正常现象.

1.2 测试电路图

对于NaI(Tl)、CeBr3等闪烁体探测器，图2给出了传统电子学[12]和Pixie-Net数字化仪的测试电路对比图. 相比于传统的测试方法，Pixie-Net数字化仪具有放大器、甄别器、定标器、多道幅度分析器等多个插件的功能，使测试更加简便. 需要指出的是，NaI(Tl)和CeBr3等探测器后端的光电倍增管可以不加前置放大器(射极跟随器)，就可以直接输入到Pixie-Net数字化仪.

图2 传统电子学的测试电子学线路图(上图)和利用Pixie-Net数字化仪的测试电路图(下图)

1.3 Pixie-Net数字化仪的能量测量原理

1.3.1 探测器的工作原理

γ探测器，包括Si(Li)、HPGe、HgI2、CdTe和CZT等探测器，通常使用电荷灵敏前置放大器. 如图3(a)所示，探测器D加高压V后连接至前置放大器A的输入端. 前置放大器A具有反馈电容Cf和反馈电阻Rf. 对于这种RC型前放，时间常数RC远远大于探测器内的电荷收集时间. 经过探测器的电流向电容Cf充电的过程中，从电阻Rf中漏掉的电荷可以忽略. 当充电结束时，电压达到最大值Vx=Q/Cf，其中Q是电容Cf上所充的电荷，也就是探测器灵敏体积内形成的总电荷Q. 探测器测量到一个γ光子，释放的电荷量为Q=Ex/ε，其中ε是与探测器介质相关的常数. 当充电结束后，通过Rf放电，电压逐渐恢复为基线水平. 如图3(b)为前置放大器探测到一个信号后，输出电压信号Vx的波形. 图3显示了较短时间内Vx随时间的波形变化. 在较长的时间尺度上，Vx是指数衰减的，但最终会回到基线. 因此，测量电压信号的幅度Vx，就可以得到释放的电荷量Q的信息，进而得到γ光子的能量信息.

原理图

闪烁体探测器探测γ射线的基本原理为：一个γ光子进入闪烁体后，发生光电效应、康普顿散射以及电子对效应等作用，在闪烁体中沉积能量，引起闪烁体的激发退激而产生荧光信号. 荧光经过闪烁体的传输后到达光电倍增管的光阴极发生光电效应，转变为电子. 光电子经过打拿极的倍增后，被阳极收集转变为电压幅度信号Vx. γ射线沉积的能量E越多，产生的荧光信号和电子数也就越多，生成电压信号的幅度就越大. 因此，电压信号的幅度Vx与γ射线沉积的能量E一一对应. 测量电压信号的幅度Vx，就可以得到γ射线沉积能量E的信息. 由此可见，虽然闪烁体探测器以一种不同的机制产生脉冲，但产生的脉冲信号仍然可用快速上升的前沿和指数衰减的后沿来描述，如图4所示. 因此下面所述中前置放大器输出信号的处理原理同样适用.

图4 示波器观察到的NaI(Tl)探测器的输出信号

图3(b)和图4中显示的幅度信号Vx具有有限的上升时间和指数衰减尾巴，可以表示为

Vx(t)=A(e-t/τ-e-t/θ)

(1)

其中，θ表示上升时间参数；τ=RC，表示指数衰减常数；A代表信号的最高幅度. 注意：对于电荷灵敏前置放大器的输出信号来说，θ是ns量级，τ是几十到几百μs量级的，满足τ≫ θ. 但是对于闪烁体的输出信号，θ和τ都是几百ns的量级.

1.3.2 滤波的基本原理[7-9]

滤波可以降低测量中的噪声. 传统的模拟滤波器一般由一级微分和多级积分组合构成，一般称为成形放大器(shaping amplifier)、线性放大器等.它可以将前置放大器的输出信号[图3(b)所示]转换为三角形或半高斯脉冲，其振幅(相对于其基线)正比于Vx，因而正比于射线的能量E.

图5 数字滤波的原理示意图

不同于传统的模拟滤波器，数字化仪滤波的方式完全不同. 如图5所示，前置放大器输出的信号已经数字化，即离散值的字符串. 确定Vx数值的方法是在阶跃(step)之前对点进行某种平均，然后减去阶跃后点的平均值. 也就是说，如图5所示，计算标记为“长度”的两个区域的平均值(“间隙”区域省略，因为这里的信号变化很快)，它们的差就是Vx的幅度. 因此，Vx可表示为

(2)

其中，加权常数Wi的值决定了平均值的计算类型. 两组权重值单独计算，单独归一. 不同数字信号处理器之间的主要区别有：1) 如何选择权重Wi；2) 如何选择用于计算平均值的区域. 例如，常用的方法有两种：一是对靠近阶跃(图5中的“间隙”部分)区域使用较大的权重值，对远离阶跃的区域使用较小的权重值，方程(2)产生“尖头状(cusp-like)”波形；二是采用常数权重值，得到三角形(如果间隙为零)或梯形的波形. 可以采用方法一的原因是：阶跃承载的信号信息最多，所以在平均过程中，它们的权重应该最大. 采用不同的方法，会导致滤波长度随时间变化(长度因脉冲而异)或不随时间变化(所有脉冲的长度相同). 传统模拟滤波器的滤波长度是不变的. 滤波长度变化可以理解为：信号随机到达，它们之间的长度也相应变化，所以通常将长度设置为脉冲间隔的时间. 原则上，最好的滤波应该采用cusp-like的权重(方法一),时间可变的滤波长度. 然而，这都需要强大的计算能力来实现实时计算，并在复杂的电子设备中一个脉冲、一个脉冲地归一化Wi.

1.3.3 Pixie-Net滤波的方法[7-9]

Pixie-Net数字化仪采用了不同的方法，对处理过程进行了优化. 它是一个滤波长度固定且所有权重Wi值都等于1.0的滤波器. 实际计算时，对于每个新的信号值k，电压幅度的计算公式为

(3)

其中，滤波器的固定时间长度(length)为L，间隙(gap)为G.Vx,k需要乘以系数L，这是因为这里的权重之和没有归一. 虽然这种关系非常简单，但仍然非常有效. 该方法直观上看起来像一个移动的窗口对原始信号进行低频滤波，所以称为Moving Window Deconvolution(MWD). 首先，三角形(或梯形，如果G≠0)滤波是高速信号处理的工业标准. 其次，可以从理论上证明：在高计数率、短成形时间的典型情况下，信号中的噪声在阶跃的上下为白噪声(白噪声white noise是指所有频率具有相同能量密度的随机噪声). 公式(2)中的平均值可以给出最小χ2意义下Vx的最佳估计值. 当然，这是三角形滤波在高速处理过程中被首选的主要原因. 原则上，使用滤波长度变化的滤波器进行滤波时，可以在一定程度上同时实现高分辨率和高计数率的测量，但成本要高很多且分辨率是计数率依赖的. 对于许多精密仪器来说，这是不可接受的. 实际的测试表明，Pixie-Net的设计已经可以重现模拟滤波器的最佳能量分辨率，同时将计数率提高一倍左右.

理想的尖端形状可以给出最好的信噪比. 但是这个形状不适用，因为在理论上，它需要具有无穷长的持续时间. 为了在信噪比最好的区域内提取能量信息，有限长度的对称三角形是最优化的整形形状. 但是由于探测器载流子收集时间的差异，导致信号的上升时间存在一定的变化范围. 如果成形时间小于该变化范围，则会带来弹道亏损. 因此，可以在对称三角形的顶端加一段平台来应对不同信号上升时间的差异. 所以梯形滤波可以带来最好的信噪比，成为数字信号处理中提取能量时应用最广泛的整形形状.

下面，将只考虑Pixie-Net模块采用的滤波方式：梯形滤波. 当滤波长度L=1 μs和间隙G=0.4 μs时，电荷灵敏前置放大器的输出信号和滤波成形信号如图6所示. 可清晰地看到梯形的滤波输出信号：上升时间等于L，平台等于G，对称的下降时间等于L.因此，滤波后输出波形的宽度为2L+G. 数字滤波后形成的梯形信号有一个重要特征，即在基宽2L+G后锐截止. 模拟滤波成形脉冲的尾部可能持续高达上升时间的40%，这导致了模拟滤波器的有限带宽. 锐截止的数字滤波器在抑制堆积输出方面具有一定的优势.

图6 梯形滤波器的示意图

1.3.4 基线和前放输出信号的衰减时间[7-9]

图7显示了较长时间间隔内，电荷灵敏前置放大器的输出波形，以及滤波器如何处理无γ事件入射时的噪声. 如图7所示，基线附近滤波的效果是：既能减小振幅的波动，又能降低高频信号. 该区域称为基线，因为它建立了一个参照，即从哪里开始测量射线的峰值振幅Vx. 基线晃动的标准差σe，称为电子设备的电子学噪声(electronic noise). 该噪声依赖所用滤波器的上升时间. 除了电子学噪声外，γ射线的峰值还产生了一个额外的噪声项，即法诺噪声σf(Fano noise). 法诺噪声主要来源于γ射线被探测器吸收后，产生电荷量Q的统计涨落. 总的噪声是电子学噪声和法诺噪声的叠加，即

(4)

法诺噪声只是探测器材料的一种固有特性. 电子学噪声可能来自前置放大器和成形放大器的双重贡献. 当前置放大器和成形放大器的设计和匹配都很好时，放大器的噪声贡献可以忽略不计.

RC型前置放大器的输出信号在衰减过程中，基线显然不是零. 在图7中可以清楚地看到，滤波器输出(filter output)在脉冲幅度低于初始信号幅度后指数衰减. 还请注意，平台区域，它是向下倾斜的，不是真的平台. 经过衰减常数, 基线可以回到直流电平. 作为信号波形的一个重要特点，衰减常数τ必须由用户根据实际情况设定.

图7 长周期内一个γ射线事件的输出信号波形，以及电子学噪声、法诺噪声，前放衰减时间对基线的影响

1.3.5 影响能量分辨率的运行参数[7]

除了探测器本身的固有属性外，Pixie-Net数字化仪的运行参数也会影响探测器的分辨率. 运行参数的最优化值取决于具体的探测系统，通常需要大量的测试实验. 粗略参数设置指南如下.

1) 能量滤波参数

优化能量分辨率的主要参数是能量滤波器的上升时间，即ENERGY_RISETIME. 通常，上升时间越长，分辨率越高，但会降低计数率. 优化应从扫描可用范围内的上升时间开始. 尝试2、4、8、11.2 μs，每一次运行60 s左右，并记下能量分辨率. 然后，微调上升时间ENERGY_RISETIME. 平台(ENERGY_FLATTOP)通常只需要少量调整. 对于典型的同轴锗探测器， 建议使用1.2 μs的平台；对于小型探测器(20%的效率)0.8 μs的平台即可；对于较大的探测器，1.2 μs和1.6 μs的平台更合适. 通常，平台需要足够宽，以容纳来自探测器的最长典型信号的上升时间. 一般情况下，平台的宽度要大于信号的最长上升时间. 然后，它需要比最小值宽一个滤波器时钟周期(Filter granularity)，但至少要3个滤波器时钟周期的宽度. 需要注意的是：滤波器时钟周期取决于滤波范围(FILTER RANGE，见表1)，因此不可能有很短的平台和很长的滤波器上升时间.

表1 Pixie-Net滤波器的滤波范围(Filter range)，滤波周期(Filter granularity)等对应关系表

2) 阈值和触发滤波器参数

通常，应将触发阈值(TRIGGER_THRES HOLD)设置得尽可能低，以获得最佳分辨率. 但如果太低，输入计数率将急剧上升，并且“噪声峰值”将出现在频谱的低能端. 如果阈值太高，特别是在高计数率下，低于阈值的低能事件可以通过堆积检查器，并与较大的事件堆积在一起. 这会增加测量能量，从而导致能谱中(理想情况下为高斯)峰值出现指数拖尾. 理想情况下，应设置阈值，使噪声峰值刚好消失. 触发过滤器的设置对分辨率的影响很小. 然而改变触发条件可能会对某些不需要的峰形状产生一些影响. 更长的触发滤波器上升时间(TRIGGER_RISETIME)允许阈值降低得更多，因为噪声在更长的时间内平均. 这有助于去除峰上的尾巴. 长触发滤波器平台(TRIGGER_FLATTOP)将有助于在缓慢上升的脉冲上更好地触发，从而在能谱的阈值处产生更清晰的截止.

3) 衰减时间(高计数率下敏感)

前置放大器的衰减时间τ(TAU)用于校正位于前一脉冲下降斜率上的脉冲能量. 这些计算假设一个简单的指数衰减和一个衰减常数. 在脉冲重叠更频繁的高计数率下，τ的精确尤其重要. 如果τ偏离最佳值，能谱中的峰值将变宽，如果τ偏离最佳值极大，能谱将明显模糊. 可以从ADC记录道获得τ的第一个粗略估计值，然后在估计值周围微调以得到最佳值.这最好在高计数率下进行，因为对分辨率的影响更为明显. 通过这种方法发现的τ也适用于低计数率. 手动输入τ，短时间运行，并注意给出最佳分辨率时的τ值.

4) 基线和ADC校准

在探测脉冲之前，Pixie-Net模块持续测量基线，并最终用于校正直流偏移. 可以使用多个基线测量设置平均值以降低噪声(BLAVG)，并设置阈值(BLCUT)以排除噪声，从平均值中剔除偶尔不好的测量.

2 实验步骤

2.1 Pixie-Net数字化仪的安装

1) 连接电脑与Pixie-Net数据获取系统. 可以使用两头均是USB的连接线，也可以USB-UART口(即USB转Android口)，如图8所示.

图8 Pixie-Net的连线照片

2) 安装 USB 驱动和 Linux 指令软件. 注意获取电脑是64位的还是32位的操作系统，两者不兼容.

3) 设置登录账号密码(默认).

4) 查询内嵌Linux系统为IP地址，在桌面终端中输入“ifconfig”查询.

5) 修改本地主机电脑的IP地址与内嵌Linux系统IP地址一致，其中，DNS会在鼠标左键单击后会自动填写.

6) 在桌面终端中输入“cd/var/www”调用该文件.

7) 电脑的地址栏中输入Pixie-Net的IP地址，可看到“varwww”文件，点击进入输入账户和密码. 注意在IP地址前加上“\”.

8) 点击打开“varwww”，并打开settings进行各项参数的修改，然后保存. 这一步会影响探测器的能量分辨率，随后会对关键参数逐个予以调整. 调整的原理部分参见1.3.4和1.3.5.

9) 终端输入“./progfippi”回车调用settings文件.

10) 终端输入“./findsettings”回车进行参数矫正，主要为基线的偏移(400～600为理想数值).

11) 浏览器地址栏中输入内嵌Linux的地址便可进入数据获取界面.

12) 终端输入“./startdaq”开始数据采集，需要结束采集的话，在终端输入“Ctrl+C”结束运行.

13) 在操作界面点击对应的选项将显示具体的采样结果.

至此，整个Pixie-Net数据获取系统与获取电脑的通信构建完成.

2.2 探测器的准备

除Pixie-Net数字化仪外，该实验还用到的仪器及型号如下：

• 放射源：60Co和137Cs各一枚，约1 μCi；

• NaI探测器：一个，北京核仪器厂，2英寸；

• NIMA机箱：一个，北京核仪器厂，BH1222;

• 高压插件：一个，北京核仪器厂，FH1283N;

• 能输出低压的主放大器：一个，北京核仪器厂，FH1218;

• 示波器：一个，泰克公司生产TDS2022.

具体的实验准备步骤如下：

1) 按照图9连接探测系统(暂时不放置放射源).

图9 探测器的电子学框图

2) 打开示波器及NIM机箱的开关.

3) 打开高压电源开关，并逐渐增加输出电压到550 V. 观察示波器上出现的信号(非放射源信号，环境中的本底信号).

4) 将放射源60Co放置在NaI探测器探头下，用示波器观察输出的电压幅度信号. 记录信号的上升时间、下降时间、计数率(示波器trigger刚超过基线时)以及光电或者全能峰(出现几率较大，最亮线的)的最大幅度. 按照要求，在示波器50 Ω匹配的情况下，光电峰的最大幅度不能超过1 V，否则需要经过衰减器衰减后才能输入到Pixie-Net.

2.3 数据的获取

将信号引入Pixie-Net数字化仪中，从获取电脑观察信号是否正常，具体操作及显示结果如下：

1) 将NaI探测器引出的信号线接入Pixie-Net数字化仪任一通道(这里选择3通道).

2) 修改数据获取电脑的settings文件为NaI探测器对应的设置(other settings 中有对应的设置参数). 设置好之后依次执行2.1节中9—12步.

2.4 通过电脑浏览器观察采集结果

1) ADC traces(查看实时输入信号)：

共有四个通道的信号，其中横坐标为采样间隔的数量，每个采样间隔为200 ns，总宽度为8 000，故而显示的总宽度为200 ns×8 000=1 600 μs，纵坐标为ADC总量程的份数，该数据获取系统为12 bit，故而纵坐标的最大值为212= 4 096.

在这个过程中，可以获取某一时刻的实时输入数据，并通过界面展示，并可利用鼠标左键框选波形以进行局部放大；双击后返回原始大小. 要获得下一时刻的波形，需要点击地址栏中的刷新选项后，再次进行获取. 如图10所示，左图为没有放大的某一时间间隔的波形，右图为框选后放大的结果.

放大前

2) MCA spectra(查看实时能谱图)

同样共有四个通道的信号，可以进行放大和缩小，并进行刷新. 横坐标为通道数，共32 k，纵坐标为计数，图11为NaI探测器测量的60Co源的实时能谱图. 两个全能峰、康普顿平台以及反散射峰清晰可见.

图11 MCA spectra(实时能谱结果)

3) run statistics(full)或run statistics(short)(查看实时运行状态)

可以查看系统的运行状态，并通过刷新选项进行实时数据的更新. 在该界面中，可以查看采集时间、输入和输出计数率以及死时间等信息.

图12 Pixie-Net的实时运行状态

4) Averaged ADC traces(查看实时输入信号)

该功能类似于ADC traces(查看实时输入信号)的功能，不过图13是该时间间隔内信号的平均值.

图13 ADC traces(平均值)

5) Waveforms(查看最近采集的信号波形)

如图14所示，横坐标为采样间隔的数量，纵坐标为ADC总量程的份数，该模式给出了这一时间间隔中某个信号的波形形状，可以通过输入序号查看对应的结果. 该界面一个采样间隔为4 ns，总的宽度由参数设置决定，最大时间为 16 μs.

图14 波形采样图

6) 导出数据

在完成数据的采集后，根据settings中设置的采集模式进行数据的保存，保存格式为txt格式. 数据的导出功能只能导出最近一次采集的数据，所以在完成一次测试后，需要立马进行数据的保存，否则新的数据就会覆盖掉旧的数据.

3 Pixie-net运行参数的优化

初步的测试结果表明：利用Pixie-Net自带的“setting”文件，Pixie-Net数据获取系统可以正常获取探测器的能谱图，并对其进行分析. 但是，对于每一个具体的探测器来说，这些“setting”文件中的参数往往都不是最佳值. 想要获得探测器的最佳性能，需要对各个参数进行优化. 根据大量的测试，本文得到了2英寸NaI(Tl)探测器的能量分辨率最好时的参数组合.

程序自带的“setting”文件中，几个重要参数的初始值如表2所示. 本文仔细测试了表2中各个参数对NaI(Tl)探测器能量分辨率的影响.

表2 Pixie-Net自带的“setting”中几个重要参数

3.1 光电倍增管高压的影响

将Pixie-Net的“setting”都设置为初始值，用NaI闪烁体探测器测量137Cs (60Co)源0.662 MeV (1.17 MeV，1.33 MeV)的γ能谱. 每改变一次高压值，测量一个能谱，并对每个能谱进行拟合分析得到能量分辨率. 结果如图15所示，在550 V时，NaI闪烁体探测器对0.662，1.17 MeV的能量分辨率最佳，但是对1.33 MeV的γ射线，其分辨率比500 V时差，可能的原因是：高压值稍高了后，少量1.33 MeV的信号幅度超过了1 V. 下面的测试中，选定的电压值都是550 V.

图15 NaI探测器能量分辨率随外加高压的变化图

3.2 不同上升时间(ENERGY_RISETIME)的影响

本文测试了不同上升时间参数下，NaI闪烁体探测器测量到137Cs源0.662 MeV的γ射线能谱，并通过分析各个能谱，得到了对应的能量分辨. 测试选择的上升时间为0.05、0.10、0.25、0.50、1.00、1.25、1.50、1.75、2.00、3.00、4.00、8.00 μs，其他参数都保持为初始值. 注意，在调节上升时间的过程中，要根据表格1，同时调整“FILTER RANGE”. 其中每次测试的时间为60 s. 测试结果见图16. 结果表明，当上升时间在1～2 μs 范围内，能量分辨率最佳，峰值最大. 后续的测量中，选择上升时间为1 μs作为最佳的上升时间进行后续数据分析.

图16 上升时间(RISETIME)对能量分辨率和峰道址的影响

3.3 不同的平台时间(FLATTOP)的影响

基于之前的测试，调节光电倍增管的高压为550 V，调节上升时间为1 μs. 测试了不同平台时间(FLATTOP)参数下，NaI闪烁体探测器对137Cs源0.662 MeV的能谱，并分析了各个能谱，得到了能量分辨率. 每次测试的时间为60 s. 测试中选择的平台时间为0.05、0.10、0.20、0.40、0.60、0.80、1.00、1.5、2.00、3.00 μs, 测试结果如图17所示. 结果表明，当平台时间在0.4～1 μs 范围内，能量分辨率最佳，峰值最大. 后续的测量中，选择平台时间为0.8 μs作为最佳的平台时间进行后续数据分析.

图17 平台时间(FLATTOP)对能量分辨率和峰道址的影响

3.4 不同的衰减时间(TAU)的影响

基于之前的测试，调节光电倍增管的高压为550 V，调节上升时间为1 μs，调节平台时间为0.8 μs. 测试了不同衰减时间(TAU)参数下，NaI闪烁体探测器对137Cs源0.662 MeV的γ能谱，通过分析各个能谱得到了能量分辨率. 每次测试的时间为60 s. 测试中选择的衰减时间为0.15、0.20、0.30、0.40、0.50、0.70、1.00、1.50、2.00 μs，测试结果见图18. 探测器的最佳能量分辨基本呈现先减小后增加的变化趋势，且在0.3～0.7 μs变化范围较小. 但是，峰道址随着衰减时间的增加，按照指数方式衰减，衰减规律和NaI探测器的输出信号(图4)类似. 这可以从公式(3)理解，NaI探测器的输出信号(图4)的衰减很快，衰减常数τ约为0.3 μs，所以随着平顶的时间增长，计算的平均幅度包含越来越多的衰减信号，导致平均幅度逐渐降低. 综合考虑到探测器的增益以及能量分辨，本文选择衰减时间为0.3 μs作为最佳的衰减时间.

图18 衰减时间(TAU)对能量分辨率和峰道址的影响

3.5 其他参数的影响

除了上述参数外，还测试了Analog_ Gain，threshold 等参数的影响. 结果表明：

1) 在Analog_Gain取5时的分辨为6.89%，要稍好于取2时的分辨6.96 %相当. 但是容易引起ADC超界，所以，测试时一直设置为2.0. (注意：ADC的道址×DIG_GAIN=Bin number，即DIG_GAIN不影响分辨，但会影响峰道址. )

2) 在trigger阈值(TRIGGER_THRESHOLD)分别取1、2、3、5、7、10、15、20、30、40(ADC的份数)时，分辨也会发生变化. 结果表明，阈值较小时，能够测量出32 keV的Kx射线时，分辨均小于7.0%.

表3 测试给出NaI闪烁体探测器探测器的最佳参数

3.6 最佳参数下的测试结果

根据上述测量结果，表3总结给出了2英寸NaI闪烁体探测器的最佳参数. 在这些最佳参数下，测量了137Cs和60Co的γ能谱图，见图19，分辨率的具体值见表4. 利用三个已知能量的峰对NaI探测器刻度，如图20所示. 从刻度结果看，探测器的线性很好.

137Cs能谱图

图20 Pixie-Net在最佳参数下，能量刻度曲线

表4 最佳参数设置下，NaI闪烁体探测器在测量不同能量γ射线下的结果

表格4的最后一列，还列出了同一NaI探测器，利用传统电子学测量得到的能量分辨率最佳值. 这些分辨值是调整了探测器的高压、放大器的放大倍数、积分时间、微分时间等参数后，得到的最佳值. 通过对比，可以明显得看出，利用Pixie-Net数字化仪器，测量得到的能量分辨率要优于传统电子学的.

4 总结

为了适应电子学的快速发展需求，北大核物理与核技术教学实验室引进了多套桌面式、四通道的Pixie-Net 数字化仪，并尝试用于核物理实验的教学. 本文介绍了Pixie-Net 数字化仪用于核物理教学实验的优势，以及Pixie-Net 数字化仪的能量测量原理，并指出可能影响能量测量的主要参数，包括：上升时间、平台时间、衰减时间、放大倍数、阈值等. 利用137Cs源，本文详细测试了各个参数对NaI(Tl)探测器能量分辨率的影响，并确定了最佳参数. 结果表明，采用Pixie-Net 数字化仪的最佳参数时，测量得到的NaI(Tl)探测器的能量分辨率好于传统电子学.