利用雪崩三极管的高频纳秒脉冲叠加器的研究

刘展豪，李孜

（200093 上海市 上海理工大学 机械工程学院）

0 引言

低温等离子体在工业领域得到了广泛的研究和应用，比如材料表面改性[1]，工业加工[2]，废水处理[3]，微生物杀菌[4]和臭氧发生器[5]等。高频并具有快速上升沿的高压脉冲能够产生高浓度的低温等离子体[6]。随着对设备小型化、便携化的要求，以全固态半导体器件为核心的Marx 发生器在高频领域得到推广。其中，MOSFET 和IGBT 由于寿命长、工作频率高、稳定性好等特点常被用在Marx 型脉冲功率发生器中[7-8]。然而功率MOSFET和IGBT 侧重于高压大功率应用领域的发展，其开通速度限定输出脉冲的上升时间一般在μs～ms 等级之间，致使在输出几十kHz 的高频脉冲时稳定性差，影响放电效率[9]。而雪崩三极管的雪崩击穿过程一般在10 ns 之内[10-11]，恢复时间短，可满足高频、纳秒级脉冲前沿高压脉冲的要求。本研究主要对Marx 型脉冲发生器的充电方式进行改进，利用谐振电源对Marx 电路进行充电，并采用频率叠加的方式实现更高频率的脉冲放电。

1 传统BJT-Marx 电路

传统的基于雪崩BJT 的5 级Marx 电路如图1所示[12]。灰色实线是充电回路，灰色虚线为放电回路，当方波触发信号经过Cb与Rb组成的微分电路变成窄脉冲信号使第1 级BJT 导通时，电容串联起来对负载RO放电，在负载RO上产生一个负脉冲。第1 级BJT 采用触发信号导通，其余BJT 导通方式为过压击穿导通。

图1 采用BJT 的5 级Marx 电路Fig.1 A five-stage Marx circuit using BJT

传统的Marx 脉冲发生器大多采用直流电压源充电，电容电压呈指数上升，需要串接限流电阻降低对电容的冲击。由于电阻的能耗特性，会导致电源的充电效率降低，并且随着充电电压的升高，漏电流增大，充电电流减小，导致充电速度变慢、充电精度变差。因此本文提出了使用串联谐振源代替直流电压源的充电方式给储能电容充电。相比于直流电压源，LC 串联谐振充电源具有近似恒流充电的特性[13]，且充电效率更高，对电容无冲击，能够延长电容的使用寿命。

2 采用谐振充电的BJT-Marx 电路

本文选择用LC 串联谐振充电源代替直流源对Marx 电路进行充电，电路原理如图2 所示。通过设置电路参数使LC 串联谐振电路工作在断续电流模式[14-15]（DCM,Discontinuous Current Mode）。在断续电流模式下，开关S1～S4在整个工作过程中处于软开关状态，可以实现零电流开通，减少开关损耗[16]。电路的谐振频率fr可通过式（1）计算得出。

图2 提出的BJT-Marx 电路Fig.2 Proposed BJT-Marx circuit

式中：Lr——谐振电感；Cr——谐振电容。

受限于雪崩三极管的器件性能，雪崩三极管工作在高重复频率状态下的功率损耗较大，最终会导致器件因温度过高而损坏，致使其无法在高频状态下长期工作。同时，器件开关损耗的增加会导致电源效率的降低。为了解决这一问题，本文利用频率叠加的思路来实现脉冲电源稳定的高重频放电，利用两路脉冲源共同承担总功率，在同一负载上交替放电以实现脉冲的叠加，这样降低了单个脉冲电源中器件的损耗。

电路的工作原理分为充电过程与放电过程。充电过程如图3 所示，由谐振电路产生谐振电流通过变压器向Marx 电路中的电容进行充电。等效电路如图3（b）所示，C=NCO。其中，N 为Marx 电路级数，CO为单级充电电容。等效隔离电阻的影响较小，可以忽略不计，等效电路平均充电电流Iavg由式（2）给出[17]。

图3 充电电路图Fig.3 Diagram of charging circuit

式中：C'=n2C，n——变压器变比；Vd——直流源电压。

开关周期Ts中的平均充电电流由式（3）给出[18]，可见，在确定电路参数后，每个周期中谐振电流的平均值是恒定的，与谐振周期无关[18]，谐振电源近似为恒流源，这为后续实验中重复频率放电的稳定提供了依据。

通过反向并联二极管的持续电流降至0 时，平均充电电流不再恒定，电路失去其恒流特性。此时，电容充电过程结束，电容的充电电压接近nVd。

平均充电电流可通过改变Vd或开关周期Ts来调节，与直流电源相比，DCM 中的串联谐振充电可实现恒流充电，将电容电压提高至雪崩电压。

放电回路如图4 所示，当触发信号来临时，Q1被触发导通，电容C1左侧电压瞬间被拉到零电位，由于电容两端电压不能突变，此时电容C1右侧的电位变为-VCC，电容C2左侧电位不变，Q2承受的电压由VCC变为2VCC，超过三极管的雪崩击穿电压，三极管Q2导通。以此类推，Q3～Q5依次导通，电容C1～C5串联起来对负载RO进行放电，产生一个负脉冲。另一路脉冲源的放电过程相同。现场可编程逻辑门阵列（FPGA，Field Programmable Gate Array）输出Q1和Q1'的触发信号，2 路脉冲源放电脉冲交替输出。通过2 路脉冲叠加，实现在同一负载上脉冲的叠加，从而提高输出脉冲的放电频率。

图4 放电电路图Fig.4 Diagram of discharging circuit

3 Pspice 仿真与分析

为验证所提出电路的可行性，搭建仿真电路如图5 所示，半导体开关的型号为IXGH20N120BD1，利用4 个脉冲电压源代替半导体开关的驱动电路。为方便仿真进行，第1 级BJT 由MOSFET 代替，脉冲电压源对MOSFET 进行触发导通。

图5 提出的BJT-Marx 电路Fig.5 Proposed BJT-Marx circuit

实验中将基极和发射极短接时测得单个雪崩三极管（C1815）最高击穿电压约为175 V。由于Pspice 的元件库中的BJT 模型不具备自击穿特性，为模拟雪崩三极管的自击穿导通，李孜等[19]建立了雪崩三极管的击穿模型RLC_BJT，雪崩击穿电压设为175 V。

设置谐振电容Cr为300 nF，谐振电感Lr为24.8μH，谐振周期Tr由式（4）计算约为17.13 μs。谐振频率fr由式（1）计算约为58.38 kHz。为保证电路工作在DCM 下，设置全桥开关管的开关频率fs约为27.78 kHz，即开关周期Ts为30 μs。

电路的仿真结果如图6（a）所示，图6 中ir为谐振电流波形，VO为负载两端电压波形，VC1为C1两端电压波形。在约8.5μs 时，触发第一级开关管，电容串联起来对负载放电，在负载Ro上输出约700 V 的负脉冲。通过设置两个电路第一级开关管的触发信号，使得两个电路分别在8.5μs 和10μs 时发生放电，在负载RO上得到脉冲电压，脉冲频率叠加的结果如图6（b）所示，其中第2 个放电脉冲幅值有所下降是由于阻抗不匹配，每级电容上的电压没有完全放掉，导致放电幅值略有下降。

图6 仿真结果Fig.6 Simulation results

电路中隔离电阻与电容的参数对充电时间的影响如图7 所示，在电容电压被提高至174.5 V，电阻为1 kΩ，电容为1，10，30，50，70，100 nF 时,充电时间分别为19.25，42.43，111.00，187.42，242，368.93μs。通过比较可以看出，电容越小，充电时间越短，且电容对充电时间影响较为明显。当电容为1 nF，电阻为0.2，0.5，1.0，2.0，3.0，5.0 kΩ 时,充电时间分别为18.58，18.85，19.27，19.83，20.32，21.6μs。可以看出，电阻越小，充电时间越短，但电阻对充电时间的影响很小，可以忽略不计。综合考虑，后续实验中，电容选用1 nF，隔离电阻选用1 kΩ。

图7 电路参数对充电时间的影响Fig.7 Influence of circuit parameters on charging time

4 实验

实验系统主要包括直流电源、全桥串联谐振电路、BJT-Marx 电路和驱动电路。系统结构如图8 所示，FPGA 通过驱动芯片TLP5702 来控制全桥串联谐振电路中半导体开关管的导通和关断，同时通过驱动芯片IXDN614 来控制BJT-Marx 电路中雪崩三极管的开通。

图8 实验系统结构Fig.8 Experimental system structure

为了实际验证频率叠加的可行性，设计了图2所示的两路脉冲发生器。其中，全桥开关管IGBT（IXYX120N120C3，1 200 V，50 kHz）具有较强的通流能力。雪崩三极管参数如表1 所示。V（BR）CBO是发射极开路时，C-B 间的击穿电压，V（BR）CEO是基极开路时，C-E 间的击穿电压，V（BR）EBO是集电极开路时，E-B 间的击穿电压，ICM 是集电极允许的最大电流值。实验主要参数如表2 所示。VCC是直流源电压，Cr是谐振电容，Lr是谐振电感，Ci是单级充电电容，RCi是单级隔离电阻，Ro是负载电阻。全桥开关管的触发信号与雪崩三极管的触发信号均由FPGA 进行控制。

表1 雪崩三极管参数Tab.1 Avalanche transistor parameters

表2 实验参数Tab.2 Experimental parameters

由实验参数可以求出谐振电路的谐振频率fr≈57.38 kHz，为了使谐振电路工作在断续电流模式（fs＜0.5fr），设置全桥开关的开关频率fs为25 kHz。最终在50 Ω 的负载电阻上放出约1 kV 的电压，放电脉冲的下降时间约为6.2 ns，脉宽约为12.9 ns，放电电压约为1 kV，波形如图9 所示。

图9 单脉冲放电波形Fig.9 Single-pulse discharge waveform

重复频率放电波形如图10 所示。可以看出，谐振源在对电容进行充电时，约两个谐振周期（约40μs）可以达到174 V 左右。此时，触发信号给到第一级BJT，电容对负载放电，电压波形迅速下降。放电结束后，谐振源继续对电容进行充电，从而实现高频的重复放电。最终可以在50 Ω 的负载上稳定放电，放电频率约为25 kHz。图10 中，VO为负载电阻两端的电压波形，VC1为电容C1两端的电压波形。

图10 重频放电波形Fig.10 Repeat frequency discharge waveform

两路脉冲源叠加后的放电波形如图11 所示，设置两路脉冲源的触发信号在时序上相差约20μs，每路脉冲源的工作频率为25 kHz，两路脉冲源在负载上交替放电，最终通过频率叠加实现了约50 kHz 的重复频率放电，放电电压约为850 V。单个脉冲源上电容电压在经过一个谐振周期（约20μs）时，波形存在抖动是因为另一路脉冲源放电时在电路中存在电磁干扰问题。

5 结论

针对直流电压对Marx 发生器充电损耗较大的问题，本文设计了一种利用谐振电源对Marx 发生器进行充电的电路结构，提高了充电效率。实验结果表明，该电路结构可以稳定实现幅值约为850 V，放电频率为50 kHz 的高重频放电。两路脉冲源在进行脉冲叠加后，电压有所下降是由于电路充电时的等效阻抗增加，电容在相同时间内获得的能量略有降低，导致放电电压幅值降低。这一问题可通过提高谐振电路侧直流源的输出幅值得到解决。并且在脉冲叠加时，两路脉冲源放电时对彼此的电磁干扰问题可以采用隔离器件来降低干扰，进而可以实现更高电压及频率的脉冲放电。该脉冲发生器结构紧凑，放电稳定，适用于多种应用场合。