ZVS半桥DC-DC变换器的研制

杨文铁 杨勇 耿攀 徐正喜

（武汉第二船舶设计研究所，武汉 430064）

1 引言

为了减小变换器的体积和重量，必须实现高频化，要提高开关频率，同时提高变换器的效率和功率密度，就必须有效抑制开关损耗，采用软开关技术。移相全桥 DC-DC变换器可实现所有开关管的ZVS[1,2]，但全桥拓扑结构开关数量多，控制及驱动复杂。半桥变换器结构简单，目前常见有的对称半桥和不对称半桥两种控制方式，分别存在开关器件无法实现软开关和上下桥臂脉宽不等的缺陷[3,4]。本文采用一种移相 PWM 控制的半桥 DC-DC变换器，可实现一个开关管的ZVS，同时实现另一个开关管软开关，控制简单，结构更优化[5]。本文将首先分析ZVS半桥DC-DC变换器工作原理，介绍半桥变换器ZVS的实现策略，然后在此基础上给出了变换器的数字双环控制方法，最后通过仿真和实验验证了变换器的性能。

2 工作原理分析

半桥DC-DC变换器的主电路结构如图1所示，通过谐振电感与电容的串联谐振，可实现下管ZVS开关，上管软开关。

图1 半桥DC-DC变换器主电路

半桥结构中由于两个电容中点电位 A的浮动，会使VC1TS1ON=VC2TS2ON，因而电路有自动平衡变压器电压伏秒值的作用，故无需隔直电容。

半桥变换器在一个周期中的工作模式如图 2所示。

模式 1（t1＜t＜t2）：在t1时刻之前，S1处于导通状态，负载能量由电容 C01经变压器变换后供给，次级DR1导通。S1在t=t1时刻关断，原边电流ip从 S1中转移到 C1和 C2支路中，给 C1充电，同时 C2被放电。由于 C1和 C2的存在，S1是软关断。此阶段，由于iLf继续按原方向流动，故副边绕组 W21和原边绕组 W1中的电流也按原方向流动。变压器原边电流由副边电流支配，因此，在负载电流足够的情况下，C2两端的电压可降到零，从而为S2的ZVS开通创造了条件。通过加大谐振电感、电容值也可在小负载条件下实现ZVS。

图2 变换器工作波形

模式 2（t2＜t＜t3）：当 C2两端的电压在t=t2降到零时，与 S2并联的体二极管 D2自然导通，即为S2的ZVS开通创造了条件。在这个阶段，由于二极管D2续流导通，因此vAB极性反转，使DR2导通。由于两个整流管同时导通，将变压器副边电压箝位在零位，那么原边电压也为零，因此vAB=0。

模式 3（t3＜t＜t4）：在t=t3时刻，S2为 ZVS开通，vAB反向，变压器绕组电势“非*”端为正，ip从零反向增加到-iLf W2/W1。iDR1从1/2iLf降到零，iDR2从零增加到 1/2iLf。此时，副边整流管 DR2导通，DR1关断。负载能量由电容 C02经变压器变换后供给。

模式 4（t4＜t＜t5）：S2在t=t4时刻关断，变压器原边的工作模式正好和模式1中相反，此时，C2充电，C1放电，S1为软关断。

模式 5（t5＜t＜t6）：此阶段电路的工作模式与模式2正好相反，变压器原边电压被箝位在零，原边电流从反向最大减小到零。

模式 6（t6＜t＜t7）：当变压器原边电流减小到零时，此时S1未开通，即原边两个开关管均处于关断状态，又副边两个整流管均处于导通状态，平分负载电流。此时，变压器原边的均压电容、谐振电感、谐振电容及变压器漏感会形成振荡回路，而且体二极管也可能会参与振荡，这样会加剧振荡，同时体二极管还会产生反向恢复损耗。当S1、S2两端的电压相等时，变压器原边的振荡结束。副边 DR1、DR2保持导通状态。在t=t7时刻，S1导通，不同负载条件下，S1可在不同的VC2电压下开通，开始下一个周期。

3 PWM控制策略

半桥变换器采用带负载电流前馈的电感电流内环电压外环的双环控制策略。

图3 双环控制原理图

图3示出了变换器双环控制的基本原理，内环控制输出滤波电感电流，外环控制输出电压，且均采用PI控制，提高了系统响应速度。电路工作过程是：输出电压Uout经采样系数 H后变为Uo作为电压误差放大器的反相输入端信号与给定电压Uref进行比较，输出的误差电压信号Ue接至电流误差放大器的同相端，作为输出电感电流反馈的控制信号Ue。将带有锯齿纹波状分量的输出电感电流反馈信号Ui接至电流误差信号放大器的反相端，跟踪电流控制信号Ue。Ui与Ue的差值经过电流误差放大器放大后，得到平均电流跟踪误差信号Uc。再由Uc及-Uc分别与三角锯齿波信号通过比较器比较得到 PWM 波控制信号。PWM调制波如图 4所示，由于锯齿波的下降时间很短，S1驱动脉冲的下降沿与S2驱动脉冲的上升沿间隔时间极短，此时只要保证死区时间大于图2中t2-t1的时间，即可实现S2零电压开通。同时，当误差信号Uc变化时，S1驱动脉冲的上升沿向左或右移动，相应的S2驱动脉冲的下降沿向右或左移动，则调制信号脉宽大小变化，从而控制输出电压的大小，而且S1、S2驱动脉宽相等，即两开关管所承受的应力相同，所以在这种开关方式控制下，半桥变换器适合宽范围的输入电压。同时，由于有了电流环，可实现多台变换器的并联运行，易于实现模块化。

图4 PWM调制波

4 仿真与实验结果

为了验证以上分析及PWM控制策略设计的正确性，进行了相关的仿真与试验。S1开关过程的仿真与试验波形分别如图5、图6所示，由图可以看到，S1为软开关。S2开关过程的仿真与试验波形分别如图7、图8所示。由图可以看到，S2实现了ZVS开通。仿真和实验结果与理论分析一致，故这种开关方式的半桥变换器开关损耗小，利用实现高频化控制。

图5 S1开关过程仿真波形

图6 S1开通实验波形

5 结论

本文对一种采用移相 PWM 控制的半桥DC-DC变换器进行了研究，并给出变换器的PWM 控制策略。该半桥变换器可实现开关器件的ZVS，利于高频化，进一步提高变换器的功率密度和效率。变换器采用双环控制，利于实现模块的并联运行。整个装置控制简单，实用性强。

图7 S2开关过程仿真波形

图8 S2开通实验波形

[1]阮新波, 严仰光.直流开关电源的软开关技术. 北京:科学出版社, 2000

[2]G.. Hua, F. C. Lee, M. M. Jovanovie. An improved full-bridge zero-voltage-switched PWM converter using a saturable inductor. IEEE Trans. Power Electron, vol. 8, No. 4, 1993: 530～534.

[3]Chen Weiyun, Xu Peng, Lee F C. The Optimization of Asymmetric Half-bridge Converter[A]. Sixteeth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition. APEC/CI. 2001,2: 703-707.

[4]J. Sebastian, J. A. Cobos, O. Garcia, and J. Uceda, An overall study of the half-bridge complementarycontrol DC-to-DC converter, IEEE PESC 1995:1229-1235.

[5]Hong Mao, Jaber Abu-Qahouq , Member, Shiguo Luo,and Issa Bataresh, Senior Member, IEEE Zero-Voltage-Switching Half-Bridge DC-DC Converter With Modified PWM Control Method. IEEE Trans.Power Electron, vol. 19, No. 4, 2004: 947～957.