电动汽车充电站电源模块设计

张志全，颜钢锋

（浙江大学电气工程学院，浙江 杭州 310027）

由于环境与能源的压力，电动汽车将是汽车发展的一个方向和趋势，电动汽车的普及与广泛应用还存在着不少待解决的问题，其中的一个关键技术就是电动汽车的充电技术。目前电动汽车主要有以下充电方式：常规充电、快速充电、无线充电、更换电池[1]，其中更换电池的优点是电动车电池不需现场充电，更换电池时间较短，更换下来的电池可以由充电站统一充电。由于充电站每天换下来的电池数量不同，甚至型号不同，对充电电源的电压、电流、功率的要求多样。面对电动汽车充电站这种需求，本文设计了一种电压0～100 V可调、电流0～100 A可调、最大功率为10 kW的电动汽车充电模块，该电源模块既可以独立的作为一个可调电压、电流源来使用，亦可把多个模块进行串并联来使用，以实现更大电压、电流、功率的要求。

1 电路结构与工作原理

1.1 系统总体结构

图1所示为该电源模块总体的系统结构框图。该系统主要由三相整流模块、全桥IGBT功率模块、高频变压器、输出滤波电感、输出滤波电容和主控制电路组成[2]。

该系统的输出分为两种方式：恒压输出和恒流输出。因此该系统的反馈回路有两路：一路是内环为限流环，外环为电压环的反馈回路（恒压输出方式）；另一路是只有电流环的反馈回路（恒流输出方式）。两路反馈信号经过一个多路模拟选择器（由单片机控制）送入移相控制芯片UCC3895，产生PWM信号，再经过IGBT驱动电路来控制IGBT。在恒压模式下内环的限流环可以起到限流的作用。在恒流模式下，系统的最大输出电压即为全桥电路以最大占空比输出时的电压，不需要限压，只有一个电流环。

系统中的电压、电流环均是限幅PI调节器，由硬件电路来实现，以达到该电源模块负反馈的快速性，而电压参考Uref，电流参考Iref，恒压和恒流两个工作模式的选择，过压、欠压、过流、过温保护以及和计算机的通信都是由单片机来完成的，以实现该电源模块的灵活性。

1.2 主功率电路及反馈回路

全桥变换器的拓扑开关管的稳态关断电压等于直流输入电压，而不是像推挽、单端正激或交错正激拓扑那样为输入电压的两倍，且全桥变换器的输出是具有正负的全波，不会造成变压器磁芯的偏磁，广泛用于大功率电源中，因此该电源采用全桥变换器拓扑结构，如图2所示。

图2 功率单元拓扑结构

VS1、VS2组成变换器的超前桥臂，VS3、VS4组成变换器的滞后桥臂，Lk为变压器漏感，Cb为隔直电容，用于平衡变压器伏秒值，防止变压器偏磁。变压器变比为3∶1，变压器次级输出采用全桥整流。该拓扑利用变压器漏感Lk和功率开关管的并联电容C1、C2产生谐振来实现超前臂的零电压开通与关断。变压器副侧采用由Dh、Dr、Cc组成的辅助电路来实现滞后臂的零电流开通与关断，改变对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比，以达到调节电源输出功率的目的[3]。其主要的工作波形如图3所示。

图3 主要工作波形

该全桥拓扑的超前臂实现ZVS的条件是在死区时间内，要有足够能量来抽走将要开通的开关管的并联电容上的电荷，使电容电压下降为零[4]。输入电压Vin=513 V，输入电流最大为33 A，设在1 μs时达到ZVS，则有：

滞后臂要实现ZCS，要求原边电流在超前管关断后到滞后管关断前这段时间里，能够减小到零[4]，所以电容Cc上储存的能量要大于变压器漏感中的能量。电容与电感上储存的能量分别为：

由 Wc=WL，得：

式中：Vin=513 V；Vo=100 V；Iin=33 A；K＝3；实际测得Lk=8 μH；计算得 Cc=0.43 μF。

该电源模块能够串并联，要求反馈电压、电流信号必须和主电路的参考地没有关系，因此该电源模块的电流采样采用霍尔电流传感器，而电压采样则采用差分信号反馈（如图4所示），它只和输出电压正负两端的电压差有关系。在两个模块串联的时候，上下两个电源模块的V－端的电压是不一样的，但这对每个电源模块的电压反馈是没有任何影响的。另外控制电和主电路也是隔离的，因此该电源模块可以实现串并联。

如图4所示，电压反馈信号V+和V－经过一个差分式减法电路得到电压反馈信号Vo。

图4 电压、电流反馈回路

从传递函数可以看出该调节器由一个PI调节器和一个滤波调节器组成[5]。调节R5和R6的比值即改变比例系数，调节R5和C1即可改变积分常数。该调节器也可以提供一个原点极点、一个低频零点和一个高频极点的补偿网络，选择合适的参数可以调节闭环系统的稳定性与快速性。图4中的稳压管对调节器起到限幅的作用。

1.3 IGBT驱动

如图5所示，在本电源模块中，IGBT驱动电路是由变压器和光耦组成。交流15 V输入（由直流15 V经过由MOSFET组成的H桥逆变得到）送入一个多抽头高频变压器（工作频率为30 kHz）。变压器副侧输出经全波整流滤波后给光耦供电。每个驱动电路驱动一个IGBT。

图5 IGBT驱动电路

该驱动电路的特点有：(1)产生导通IGBT所需要的正向栅极电压VGE，当光耦导通时，Vo输出电压为VCC，相对于变压器中点电压VE是一个正的驱动电压。(2)产生IGBT关断所需要的负压VGE，当光耦关断时，Vo输出电压为VEE，相对于变压器中点电压VE是一个负的关断电压，可以快速关断IGBT，并且可以有效防止由于IGBT快速关断带来的误导通，保证IGBT安全、可靠地工作。(3)驱动电路与主电路和控制电路均是隔离的，另外控制光耦的两路PWM信号是同一个桥臂的上下两个管子的PWM信号，这样只有PWMA为高、PWMB为低时，光耦才会导通，下管的驱动是相反的，可以防止两只管子同时导通。(4)IGBT的栅射极之间并接两只反串联的稳压二极管，可以有效抑制驱动电路出现的高压尖脉冲，这对IGBT起到了保护作用[5]。(5)4个驱动电路彼此之间几乎没有相互干扰，因为它们采用的是不同变压器。有很多电源的控制和驱动供电采用的是TOPSwitch结构，用一个变压器产生多组隔离的电压，来提供关断IGBT时所需要的负压，但它们彼此之间很容易引进干扰，本电源采用驱动方法没有这些缺点。

1.4 电源模块的串并联

该电源模块可以当作一个独立的电源来使用，也可以串并联使用。当多个模块进行串并联时，只需要在上层用一个控制器来给定各个电源模块的电压、电流值即可，当然各模块的电压、电流给定是根据负载和电源之间的回流而时时变化的，来实现各电源模块之间的均流、均压。这样设计的优点是电源使用起来非常灵活，可以单独使用，可以串并联使用，非常适合给电动汽车充电站使用，以满足其各种不同功率的充电要求。

2 实验结果分析

根据上面的设计，研制了一台功率为10 kW的实验样机，部分实验波形如图6所示。

由图6可以看到驱动电路提供的负电压可以保证在IGBT关断时，VGE在0 V以下，而且驱动电路的抗干扰能力很好。超前臂IGBT开通时，VCE已经为零，关断时VCE缓慢上升，实现了ZVS。

由图7可以看出滞后臂IGBT开通时，电流上升缓慢，关断时电流已经为零，实现了ZCS。

3 结论

本文设计了一种适合电动汽车充电的电源，该电源采用了全桥变换器拓扑和硬件电压电流环。在超前臂IGBT并联适合的电容，在变压器副边增加简单的辅助电路，实现了移相全桥ZVS、ZCS软开关技术，大大降低IGBT开关器件的损耗。本文设计的变压器加光耦的IGBT驱动电路可以实现IGBT的可靠开关，并且抗干扰能力很好，经实验验证具有非常好的效果。最后样机的实现证明了本设计的可行性。

[1]鲁莽，周小兵，张维.国内外电动汽车充电设施发展状况研究[J].华中电力，2010，23(5)：16-30.

[2]石新春，林志光，付超.基于移相控制的大功率并联软开关电源的研究[J].电力电子技术，2010，44(1)：52-54.

[3]张永锋，黄自龙，杨旭，等.12 kW移相全桥PWM变换器的设计[J].电力电子技术，2006，40(4)：50-52.

[4]戴梅.移相控制ZVZCS全桥变换器的研制[D].南京：南京航空航天大学，2008：19-20.

[5]胡寿松.自动控制原理[M].北京：科学出版社，2001：234-236.