一种新型宽带圆极化天线的分析与设计

王瑞涛，赵宇宁，丁 君，郭陈江

（西北工业大学 电子信息学院，陕西 西安 710129）

现代通信系统正面向大容量，高速化，多任务快速发展，宽带天线在移动卫星通信系统，雷达跟踪，RFID，WLAN等方面的应用越来越广泛。然而，很多宽带天线为线极化方式，已很难满足恶劣条件下对天线传输信号稳定性的需求。圆极化天线由于可接收任意极化的来波，其辐射波也可由任意极化天线收到，且不同旋向的电磁波间具有较大极化隔离，能适应复杂环境和提高抗多径能力，宽带圆极化天线的研究日益得到重视。

为了实现天线的宽带圆极化特性，前人总结了很多经验。在文献[1]中，通过U型槽和L型探针馈电组合，并对贴片切角产生微扰，实现了14%的3 dB轴比带宽。采用共面波导（CPW）馈电，采用圆形枝节调谐阻抗匹配，并在地板矩形槽的两个对角向外开槽，把3 dB轴比带宽展宽到14.6%[2]。采用相似的结构，使用CPW进行馈电，通过在矩形缝隙中馈电线末端增加一个小的调谐枝节调节阻抗匹配，实现了17.39%的3 dB轴比带宽[3]。同样使用CPW馈电，通过在地板上刻蚀不对称的槽，调节槽的尺寸和相对位置，产生两个正交电场实现圆极化，获得了31.2%的3 dB轴比带宽[4]。在文献[5]中，采用3 dB电桥在宽带内具有的稳定90°相位差，对贴片进行缝隙耦合馈电，实现了42.6%的3 dB轴比带宽；但是天线的-10 dB阻抗带宽却只有32.3%，限制了其圆极化性能的实现。文献[6]使用CPW馈电，在地板矩形槽的两个对角开了两个E型槽，通过调节E型槽的尺寸，实现天线的宽带圆极化特性，得到的3 dB轴比带宽达到32.8%。通过采用末端短路的L型探针对地板上的L型槽进行馈电，获得了高达40%的3dB轴比带宽[7]。通过对CPW馈电线的结构改进，采用闪电型的馈线，并在地板的两个对角增加两个倒L型接地线以提高天线的圆极化特性，使天线的3dB轴比带宽达到了48.8%[8]。文献[9]中采用CPW对L型单极子贴片馈电，天线形状采用了规则的六边形设计，通过在槽的两个对边增加了两个L型接地线，把3 dB轴比带宽提高到了50%。

但是L型探针对加工工艺要求较高，且需要设计馈电网络，使天线设计变得复杂。诸如电桥，功分器的设计，在增加了3 dB轴比带宽的同时，却受限于阻抗带宽的扩展，且馈电网络的设计和布局也较麻烦。相对于以上几种方式的宽带圆极化天线，采用CPW馈电方式的宽缝圆极化天线，在保持天线的易设计，低造价，好加工等特性的同时，还可以明显的展宽天线的3 dB轴比带宽。

本文采用CPW给L型单极子馈电，调节L型贴片纵向部分的长度和宽度，可以改善天线的阻抗匹配，调节L型贴片横向部分的尺寸，可以明显改善天线的圆极化特性。通过在地板矩形缝隙的两个对角设计自由阶梯式结构，可以灵活调节天线的阻抗匹配和圆极化性能。仿真结果显示天线的回波损耗 （S11<-10 dB）和3 dB轴比的综合带宽为70%（2.6～5.4 GHz）。

1 天线结构与分析

本文设计仿真的天线结构如图 1（a）所示，并加工了实物验证仿真结果，实物如图1（b）所示。介质基板采用厚度为1.6 mm，介电常数为4.4的FR4，天线的整体尺寸为60×60×1.6 mm3。天线的CPW馈电部分通过宽为 Wf的导带与L型单极子贴片连接。调节Wf对天线的圆极化性能影响不大，但可以改变阻抗匹配。调节L型单极子贴片的长度Lt和宽度Wt，可以分别实现天线的宽带内阻抗匹配和宽带圆极化性能。L型贴片的横向枝节部分的尺寸为Wb和Lb，调节其大小，对轴比影响很大。地板中间刻蚀了两个对称的阶梯型结构，通过调节阶梯的L3和L6，主要影响天线的阻抗匹配。调节L4和L5的尺寸，影响宽缝中电场的分布，在形成幅度相同，相位差90°的电场时候，可以获得良好的圆极化特性。在另外两个内角处，对天线进行了切角处理，切角影响了L型贴片和地板的电流分布，对天线的圆极化特性产生了良性影响。表1列出了优化后的天线的详细参数列表。

图1 CPW馈电天线Fig.1 The proposed CPW antenna

表1 天线结构的详细参数Tab.1 The detailed dimensions of the proposed antenna

为了对比采用L型贴片设计和切角结构的效果，对为采用两种设计的参考天线进行了对比分析。图2（a）为未采用L型结构并未增加两内角切角结构时天线的S11和3 dB轴比的仿真曲线图。图2（b）为采用L型结构并未增加两内角切角结构时天线的S11和3 dB轴比的仿真曲线图。

图2 两款参考天线的S11和AR仿真曲线图Fig.2 Simulated S11 and AR of 2 reference antennas

图3 两款参考天线的面电流分布图Fig.3 Surface current of 2 reference antennas

由图2（a）可以看出采用L型贴片结构前，天线的阻抗带宽在中心频率较宽的范围内匹配不好，轴比基本可以满足宽带圆极化天线的需要（2.2～5.3 GHz）。 图 3（a）（b）分别是未采用L型贴片和未采用切角结构时，天线于3.5 GHz处的表面电流分布图。可以看出，未采用L型贴片时，表面电流主要因贴片耦合分布在右下角的L1处，通过采用L型贴片结构，有效的减小了馈电结构和L1边的耦合，得到的新的面电流分布如图3（b）所示，可以看到，面电流分布变得比较均匀，不再局限于L1处。

图4 两款参考天线的矢量电场分布图Fig.4 Vector electric of 2 reference antennas

由图2（b）可以看出，采用L型贴片后，天线的阻抗匹配明显改善，但天线的圆极化性去被限制到很窄的频带内（4.0～5.4 GHz）。图 4（a）（b）所示分别为两个参考天线于 3.5 GHz时矢量电场的分布图。由图4（a）可以看出，天线未切角时，矢量电场在两个内角的分布由于直角的突变性，导致电场的相位突变，难以满足圆极化需要的90度相位差条件。而在切角后，由图4（b）可以看出，矢量电场的分布变得平缓均匀，对于维持稳定的90度相位差有很大影响，所以可以得到更好的圆极化特性。

图5 天线的仿真结果Fig.5 Simulated results of the proposed antenna

为了进一步得到性能良好的圆极化天线，接下来对两个关键参数Wb和L2进行分析。通过参数分析各参数对天线性能的规律性影响，指导天线的分析与设计。

图5（a）所示为其它参数固定，对应不同长度Wb的回波损耗图。Wb的长度分别取 3.5 mm，4.0 mm，4.5 mm。由图 5（a）所示，Wb增加时，对低频段影响较小，对中频及高频段影响很大，这是因为Wb的变化改变了端口的输入阻抗，当输入阻抗与端口阻抗匹配时，可以实现天线的宽带工作。

图5（b）所示为其它参数固定，对应不同长度L7的轴比变化图。L7的长度分别取3 mm，4 mm和5 mm。如图6（b）所示，L7对轴比低频和高频处影响都很明显，L7增加，高频处下降，低频处先下降后上升，且对带宽内轴比的波动影戏较大。经过权衡比较，选择了L7=5 mm作为最终选择。

3 测试结果分析

图6（a）（b）所示分别为天线S11和AR仿真与实测结果的对比图。由图6所示，S11和AR的仿真和测试结果良好吻合。S11和AR仿真和测试的综合带宽分别为71.4%和74.2%，可用的有效带宽为70%（2.6～5.4 GHz）。图中S11产生的谐振点频偏和轴比在低频段内的起伏与天线的加工精度和测量环境有关。仿真时，像Wb一样对天线S11影响很大的结构很多，复杂的天线设计更容易引入更多的加工误差，误差的累积效应就会变大，从而导致天线的最深谐振点向左偏移300 MHz左右。窄缝处的耦合和天线的测试也都会影响到天线性能。

图7所示为天线增益的仿真和测试结果随频率变化的曲线，测试结果和仿真结果匹配良好，且在有效带宽2.6～5.4 GHz内，天线的增益都大于3 dB，符合工程设计应用。由于实验测试设备所限，本文未能给出圆极化天线的左旋与右旋圆极化波的测试图。

4 结 论

图6 CPW天线的仿真和测试结果对比（a）S11（b）ARFig.6 Simulated an measured results of the CPW antenna （a）S11 （b）AR

图7 CPW天线的仿真和测试结果对比图Fig.7 Simulated and measured gain of the proposed antenna

本文设计并制作了一款采用CPW馈电的宽带圆极化天线[10]。通过在地板宽缝的两个对称的外角处增加阶梯型结构，并在两个内角处设计切角结构，可以有效提高天线的圆极化性能。而采用L型馈电结构可以有效改善天线的阻抗匹配。天线的仿真和测试结果良好匹配，证明了本设计的有效性。天线可有效工作于 2.6～5.4GHz频段，可以满足 WiFi和WiMax等宽带通信网络的使用需求。

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