基于全桥LLC谐振变换器的光伏逆变器升压DC/DC变换器设计

苟欣璞，郭科成，肖学礼

（深圳市盛弘电气有限公司 广东 深圳 518000）

随着新能源发电技术的不断发展，光伏发电系统得到了日益广泛的应用。光伏发电系统由光伏电池板、光伏并网逆变器、储能蓄电池等组成。为了实现光伏直流电能到交流电能的转换，核心是光伏逆变器。光伏逆变器一般由DC/DC升压部分和DC/AC逆变部分组成，其中DC/DC升压环节对整个逆变器的效率、体积以及可靠性等有着重要的影响。

目前，光伏逆变器DC/DC升压环节多采用PWM控制的硬开关变换器实现，具有方案成熟、控制简单的特点。但是硬开关变换器会产生很大的开关损耗，同时由于较高的电流电压变化率会生产生严重的EMI问题。而软开关技术可以有效的解决这些问题。

综上，本文提出了一种应用与光伏逆变器的基于全桥LLC谐振变换器的DC/DC升压变换器。由于采用了软开关技术可以大大降低器件的开关损耗，大大提高了整个光伏逆变器的效率。并且由于软开关可以实现更高的开关频率，因而能够减小整个逆变器的体积并降低成本。

1 全桥LLC变换器的工作原理分析

全桥LLC谐振变换器的主电路如图1所示。其中变压器原边电路主要由功率管Q1～Q4组成方波产生部分和谐振电感Lr、谐振电容Cr以及原边激磁电感Lm组成的谐振网络两部分组成，变压器副边电路主要由整流二极管VD5～VD8组成的整流部分以及输出滤波电容Co组成。对于原边谐振网络有两个谐振频率，一个是谐振电感Lr和谐振电容Cr的谐振频率

另一个是谐振电感Lr、激磁电感Lm和Cr的谐振频率[1]

LLC全桥谐振变换器包括3个工作区域：当开关频率ff2时主开关管工作在ZVS状态，而副边整流二极管工作在电流连续状态。为了使MOS管损耗较小应使变换器工作在第二或第三区域[2]。

当开关频率f2

阶段 1（t0－t1）：在 t0时刻开关管 Q1、Q3导通，变压器次级电压上正下负，副边整流二极管VD5、VD7导通为负载提供能量，流过整流二极管电流为谐振电流与激磁电流之差。由于二极管VD5、VD7导通导致激磁电感Lm两端电压被箝位，励磁电流线性上升。同时谐振电容Cr被谐振电流ir充电，电压上升。

图1 LLC全桥谐振变换器电路图Fig.1 Circuit diagram of full－bridge LLC resonant converter

阶段 2（t1－t2）：在 t1时刻激磁电流等于谐振电流，整流二极管零电流关短，因此激磁电感L m两端电压不再被箝位，与谐振电感Lr和谐振电容Cr一起参与谐振过程。因为激磁电感远大于谐振电感，可认为这段时间谐振电流近似恒定不变，谐振电容Cr电压线性上升。

阶段 3（t2－t3）：在 t2时刻开关管 Q1、Q3关断，在激磁电流作用下，Q2、Q4的结电容 Coss2、Coss4放电。 Q1、Q3的结电容 Coss1、Coss3充电，直到 t3时刻开关管 Q1、Q3两端电压 uds1、uds3上升到输入电压 Vin，Q2、Q4两端电压 uds2、uds4下降到 0，为 Q2、Q4的零电压开通提供了条件。

阶段4（t3－t4）在t4时刻变压器次级电压变为下正上负，副边整流二极管VD6、VD8导通，激磁电感Lm两端电压再次被箝位退出谐振过程。

阶段 5（t4－t5），在 t5时刻开关管 Q2、Q4导通，二极管 VD6、VD8导通为负载提供能量，谐振电容Cr被谐振电流ir放电，电压下降。

阶段 6（t5－t6），在 t5时刻激磁电流等于谐振电流，整流二极管零电流关短，激磁电感Lm与谐振电感Lr和谐振电容Cr一起参与谐振过程。谐振电流ir近似恒定不变，谐振电容Cr电压线性下降。

阶段 7（t6－t7），在 t6时刻 Q2、Q4关断，在激磁电流作用下，Q2、Q4的结电容 Coss2、Coss4充电。Q1、Q3的结电容 Coss1、Coss3放电，在 t6时刻开关管 Q1、Q3两端电压 uds1、uds3 下降到 0，Q2、Q4两端电压uds2、uds4上升到输入电压Vin，为Q1、Q3的零电压开通提供条件。

阶段8（t7－t8）在t4时刻变压器次级电压变为上正下负，副边整流二极管VD5、VD7导通，激磁电感Lm两端电压再次被箝位退出谐振过程。

从上述过程可以看出，当变换器工作在f时可以实现功率管的零电压开通和副边整流二极管的零电流关断。

2 LLC全桥谐振变换器主电路参数设计

本文设计的LLC全桥谐振变换器输入直流电压范围Uin=30～38 V，额定电压为 34 V，输出电压 Uo=380 V，满载功率 Po=500W，谐振频率为 134 kHz。 设计步骤如下[4－5]：

图2 关键点波形图Fig.2 Waveform of the key test points

1）首先令变换器在额定输入电压时工作频率为LC谐振频率，则变压器的变比为

式中，VF为输出整流二极管的正向压降，取1 V。

2）计算负载等效电阻RL和折算到原边的电阻Rac

3）计算最高最低输入电压时的增益Gmin与Gmax

4）计算满载品质因数 Q、谐振电容Cr、谐振电感Lr以及激磁电感Lm

式中k为Lm与Lr的比值，一般取2～10之间，设计中取k为5，则Q=0.521。谐振原件参数计算如下

电容量取整为1.2μF。

3 LLC全桥谐振变换器控制电路参数设计

控制芯片采用意法半导体的高性能谐振控制芯片L6599，它可以提供固定死区时间的PFM信号，最高频率可达500 kHz。芯片内部由压控振荡器、误差放大器、基准电压源等组成。基于L6599设计的控制电路部分电路如图3所示，具体设计过程如下[6]。

1）振荡器阻容参数与软启动电容参数设计

LLC谐振变换器一般采用变频的方式进行软启动。变换器上电时工作在最高频率，可以有效降低冲击电流并使输出电压没有过冲。一般设定软启动频率为Lr、Cr谐振频率的2倍。当负载最重时变换器工作频率最低。由此可得振荡器的最高和最低工作频率

L6599的振荡器频率最低频率由R1、C1决定，最高频率由 R1、R3、C1共同决定，关系如下：

首先确定振荡电容参数，取C1=470 pF，则R1=7.6 kΩ，R3=4.2 kΩ。

L6599的软启动频率由 R1、R2、C2决定，关系如下：

首先确定软启动电容参数，取C2=470 pF，则R2=4.2 kΩ。

2）过欠压保护电路的设计

LLC谐振变换器需要在一定的输入电压范围内工作，超出工作范围就可能使开关工作在硬开关状态从而烧毁。

L6599的过欠压保护阈值由R4、R5确定，关系式如下

本设计中最小输入电压为30 V，最大输入电压为38 V，由此可得 R4=23 kΩ，R5=533.3 kΩ。

4 结实验结果分析

根据上一章设计的参数搭建一台500W的全桥LLC谐振变换器。在输入电压34 V，输出功率100W情况下，关键4

图3 L6599控制电路图Fig.3 Control circuit diagram of L6599

图4 VT1驱动电压、漏源电压、原边谐振电流以及副边电流波形图Fig.4 ugs，uds of VT1 and primary and secondary current of transformerwaveform

从图中可以看出，VT在开通之前两端电压已经为0，实现了零电压开通。同时副边电流是断续的，二极管工作在ZCS状态。整个电路实现了软开关的功能。

5 结 论

本文详细分析了LLC谐振变换器的工作原理，同时以光伏逆变器中DC/DC升压变换器为研究背景介绍了全桥LLC谐振变换器主电路参数的设计方法，并基于L6599控制芯片制作了一台输入34 V额定功率500W的变换器样机。实验结果表明，所设计的LLC谐振全桥变换器在额定输入电压条件下实现了初级开关管的零电压开通以及次级整流二极管的零电流关断，并具有较高的工作效率，具有广阔的应用前景。

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