毫米波上变频接收前端光子学集成设计与优化研究

李兴珂，何云涛，张巧月

（北京航空航天大学电子信息工程学院，北京100191）

毫米波上变频接收前端光子学集成设计与优化研究

李兴珂，何云涛，张巧月

（北京航空航天大学电子信息工程学院，北京100191）

针对宽带毫米波成像系统需求，为实现上变频所用大带宽、高灵敏度电光调制器，对毫米波上变频接收前端光子学集成设计与优化进行了研究。对W波段上变频接收前端各部分进行了场分布分析，用HFSS软件对设计的毫米波共面波导结构进行电磁仿真，讨论了缓冲层厚度、电极高度和电极间距等结构参数对性能的影响，通过结构参数调整获得了优化的性能，并设计了射频模块。设计的W波段电光调制器半波电压理论值低于7V，导体损耗小于0.17dB／（cm·GHz1／2），介质损耗小于0.01dB／（cm·GHz），优于国外当前同类调制器水平；矩形波导－共面波导传输损耗小于1dB；双极切比雪夫滤波电路获得中心频率在77GHz的7GHz带通滤波特性。以此为基础集成的上变频接收前端具有损耗低、体积小、便于应用等优点。

W波段；毫米波成像；上变频；电光调制器；接收前端；光子学集成；结构参数；性能优化

0 引言

在被动毫米波成像技术中，对成像目标辐射的微弱毫米波信号的接收并处理一直是毫米波成像技术中的难点。近年来，利用微波光子学技术，将天线接收的毫米波信号通过高速电光调制器（EOM）等器件加载到光波上，再用光学方法处理以实现毫米波上变频成像，该方法已成为被动毫米波成像技术一个新的发展方向，是目前国际上的研究热点领域之一，同时也是宽带毫米波通信系统中的关键技术，有广阔的应用前景［1－4］。与传统下变频处理方法相比，该法具成本低、体积重量小等优点。当前，上述成像方法尚有待解决的关键技术难点，如目前的研究热点毫米波上变频光接收技术，毫米波上变频光学波束合成技术等［5－6］。本文主要针对毫米波上变频接收技术，研究利用集成光子学技术设计一款集成的毫米波上变频接收前端，以解决在毫米波上变频成像技术中，随着工作频率的提高，分离元件组装系统损耗大、成本高等难题。

随着光纤通信的普及和电光成像技术的成熟，毫米波上变频接收前端相关研究有了较大进展，国外得益于先进加工工艺，研究明显领先国内，已逐渐进入实用阶段。从2000年开始，美喷气推进实验室以谐振微盘调制结构为基础，对毫米波上变频接收技术进行了系统研究，报道了用于各类应用中的35～100GHz毫米波上变频模块［7］。2006年，HAHOSSEIN－ZADEH报道了基于铌酸锂（LN）微盘结构的射频接收机［8］。2008年，日本的SASAGAWA等用上变频技术实现了100GHz实时成像系统［9］。国内关于毫米波上变频技术的研究起步较晚，多为理论研究和设计仿真，部分单位开展了调制器的制作和测试，但用于被动毫米波上变频综合孔径成像系统的W波段毫米波上变频技术研究较少，对集成的模块研究尚未见报道［10－11］。

在毫米波上变频接收技术中，毫米波信号在通过上变频接收模块后须保持相位信息，因此应用中较常见的马赫－曾德尔（M－Z）型强度调制器不适于本上变频前端，而必须设计一种W波段毫米波电光相位调制器［12］。在光子学领域，商业10，40Gb／s通信系统选用LN－EOM，以LN晶体为基质制作的EOM具有操作带宽大、长期稳定性高等优点，为此本文设计的电光相位调制器也以LN晶体为基质。在LN电光相位调制器中，毫米波和光载波以相同的方向传播，激光在LN晶体中由电光效应产生相位变化，从而获得调制。在 LN 晶体中，波长1 550nm激光折射率为2.14，而毫米波折射率大于5，故需用多重技术使毫米波等效折射率达到2.14，同时工作于W波段的调制器要求折射率的匹配度非常高，调制器结构设计须相当精确。为便于调制器测试及使用中与其它器件的连接，应尽量使调制器特征阻抗接近50Ω，此外还需减小调制器中毫米波的损耗以维持调制的效果。同时，由于接收前端的集成需求，研究了矩形波导－共面波导（CPW）传输转换结构、带通滤波器等器件，设计的器件传输损耗小、加工条件成熟，满足集成需求。采用这些器件以及商业途径获取的PIN开关、低噪声放大器（LNA）放大芯片集成的毫米波光学上变频模块在毫米波光学上变频成像、毫米波频谱分析等领域有广泛的应用。本文对毫米波上变频接收前端光子学集成设计与优化进行了研究。

1 毫米波上变频原理

在毫米波上变频成像系统中，天线接收的毫米波信号通过上变频模块加载到激光载波上，再经过光带通滤波器获得第一级边带光信号，最后经由光电探测器得到被探测的毫米波信号，系统构成及对应频谱如图1所示。图1中：ω0为激光载波频率；ωm为毫米波信号频率。

文献［13］通过采用分离元器件验证了Ka波段毫米波上变频成像。但因集成的毫米波上变频结构的体积、重量和强度较分离元件有较大优势，本文将毫米波喇叭天线、PIN开关、LNA、滤波器和毫米波电光调制器集成一体，如图2所示。其中：除电光调制器在LN基底上加工外，其它带状线结构均在Al2O3基底上加工；引入LNA以放大接收到的极微弱的黑体辐射毫米波信号；V型槽用于固定光纤以使激光较好地馈入LN光波导。此结构在综合孔径成像系统中具有性能好、更便于整体系统布置等优点。

在毫米波上变频成像系统中，系统的灵敏度受电光调制器性能的影响最大，因电光调制器中毫米波等效折射率、损耗，以及特征阻抗都必须满足各自的条件，这导致其设计与优化成为本上变频模块中的难点。

2 毫米波电光相位调制器

由LN作为电光材料制作的电光调制器分为体调制器和波导调制器两类，体调制器由于其带宽过低而不适于毫米波频段。LN波导调制器是以钛扩散等技术在LN晶体中形成光波导，并在光波导相同方向上铺设毫米波CPW传输线，使毫米波与光波在同一方向上传输，从而显著提高调制器的带宽［14］。由于LN介质中光波折射率（2.14）和毫米波折射率（5.29）差异很大，以及毫米波损耗等问题，设计性能优良的LN电光调制器时需考虑多个条件：设计的毫米波共面波导结构应使毫米波等效折射率与光波匹配以提高调制器带宽；由于毫米波传输损耗随频率的升高而增大，降低毫米波传输损耗非常重要；共面波导结构特征阻抗应尽量接近50Ω，以便于电光调制器与外部毫米波源等器件的连接；调制器的半波电压需尽量小［15］。

2.1 理论模型

本文设计的相位调制器结构截面如图3所示，采用Z－切LN晶体为基底，在共面波导中心电极下铺设Ti扩散光波导，基底上方为SiO2缓冲层，再上方为共面波导金质电极。

LN晶体在较低频调制器中应用已较成熟，其对1 550nm激光折射率为2.14，对毫米波频率范围折射率大于5。在CPW结构中，毫米波等效折射率nph和特征阻抗Z0可分别表示为

式中：C0为CPW结构中空气介质的电容；Csub为LN基底介质的电容；c为真空中光速。则调制器的带宽可表示为

式中：n0为LN晶体中激光的折射率，且n0＝2.14；L为调制器电光作用长度［16］。如调制器结构设计合理，折射率匹配度较高，调制器带宽将受毫米波传输损耗α的限制，有

此处：毫米波传输损耗由导体损耗αc和介电损耗αd组成，有

式中：f为毫米波频率。在毫米波行波结构调制器中，毫米波的传输损耗不仅对带宽有限制，而且对调制器半波电压的影响很大。

当调制器光波导上施加恒定电场E时，激光通过LN光波导产生的相位变化为

式中：Δne为施加电场导致LN对激光折射率的改变；γ33为LN晶体中最大的电光系数；E为光波导中产生电场的大小。对行波LN电光调制器，所施加电压会随传输衰减，光波导中电场亦不恒定。根据传输线理论，易得距离电信号馈入口不同距离处信号大小为

式中：VG为信号源施加信号；Z0为毫米波特征阻抗；ZG为信号源特征阻抗；γ为微波传输系数；ΓL，ΓG分别为负载和信号源处的阻抗不匹配导致的反射系数。此处：

由式（6）、（7）可得

式中：ΓE为施加信号大小与在光波导中产生的电场大小的相关系数；ΓEO为光波导中电场与光场分布的相关系数，且

此处：I（y，z）为光场在光波导截面内的强度分布。根据半波电压的定义，易得

式中：f不为0；VG为信号源施加信号；Δφ为光波导产生的相位变化。半波电压可表示调制器电光转换效率。

由式（13）可知：影响调制器电光转换性能的因素有三，一是毫米波与光波间的速率匹配，二是调制器与信号源间的阻抗匹配，三是毫米波在调制器电极上的损耗。

2.2 设计与优化

本文用HFSS软件对设计的毫米波共面波导结构进行电磁仿真，研究了共面波导结构参数调整对性能的影响，通过调整缓冲层厚度、电极高度和电极间距，获得了满足条件的较优性能参数。

毫米波在EOM的电极上传输损耗以及特征阻抗对调制器性能影响非常重要，对不同EOM电极结构尺寸进行仿真，分析了各尺寸参数对损耗与特征阻抗的影响，并与理论值进行对比。在其它参数不变的条件下，电极间距W 和电极厚度t对传输损耗与特征阻抗的影响分别如图4、5所示。

由图4可知：较小的电极间距会导致损耗加大，但当电极间距大于一定值时，损耗基本保持与频率成正比，这可用式（5）验证。其中：

式中：a，b分别为矩形波导截面的长和宽；Rsm为导体的表面电阻；Δ为波导内壁金属表面粗糙度；k为真空中电磁波波数；δe为LN晶体介电损耗正切角；K为第一类完全椭圆积分。αd为介质损耗，与电极间距无关而只与LN基质特性有关，其与频率的正比关系构成损耗的基础；αc为导体损耗，与频率的开根号成正比。此即电极间距大于一定值后，其变化对传输损耗α无大影响的原因。由此，获得基本与频率成正比的传输损耗已是LN基底结构的最低损耗。

上述结论与分析同样适于电极厚度的影响。由图5可知：增大电极间距利于增大EOM特征阻抗，使其更接近信号源匹配值50Ω，但电极间距过大可使在同样毫米波信号大小条件下LN光波导中的电场值降低，这会导致电光作用变弱而降低调制性能。由图5（b）可知：较厚的电极虽可降低损耗，但同样会降低特征阻抗而导致更大的反射，在损耗已接近极限的情况下，选用更厚的电极显然并不合适，图5（a）、（b）中电极厚30μm的性能显然优于35μm。

在EOM中，引入的LN脊波导和SiO2缓冲层结构对有效降低毫米波等效折射率有很好的效果。本文分析了不同LN脊波导厚度r和不同SiO2缓冲层厚度B对传输损耗与特征阻抗的影响，结果分别如图6、7所示。

由图6、7可知：虽然r，B两个参数对与频率成正比的介质损耗有影响，但影响较小，原因是因为两个参数的变化幅度都不可能太大，LN脊结构厚度受限于加工工艺，暂时还不能做到很大，在国内厚度4μm已属于高技术水准；SiO2缓冲层厚度由于拉开了LN基底与电极结构间的距离，对EOM所必须满足的速率匹配条件影响较大，故也不会有大幅度变化。

EOM中毫米波与激光的速率匹配直接影响了EOM的带宽，W波段EOM需要非常高的速率匹配度。由式（3），将毫米波等效折射率调整为2.14，虽然理论上该值的EOM已能高于1THz的带宽，但由于高频率会导致高损耗以及器件加工工艺导致的误差，加上封装对毫米波等效折射率的影响，以此参数加工的成品带宽需要工艺的配合与实际测试的检验。

本文研究了W，t，r，B四个参数对毫米波等效折射率的影响，在改变其中一个参数的大小并保持其它参数不变的条件下进行了大量仿真，以观察各参数对nph的影响，其中有代表性的数据见表1。

表1 1个参数变动其它参数不变时毫米波等效折射率Tab.1 Millimeter wave equivalent refractive index with a parameter changing and other parameters constant

对本文的调制器结构，可用式（1）计算毫米波的nph，其中：

此处：h为Ti扩散光波导厚度；W为电极间距；S为信号电极宽度；ε0为真空介电常数；εr为LN晶体的相对介电常数。由式（16）～（22）可近似认为，W的增大和B的减小均意味着以空气为介质的电容的减小，从而得出毫米波等效折射率会变大。LN脊波导的存在导致上述计算公式存在修正项，可近似理解为脊结构两边LN介质被折射率更低的空气替代，从而有毫米波等效折射率随脊结构增高而降低。SiO2缓冲层的存在，则是用低折射率的SiO2替代高折射率的LN，显然SiO2变厚会降低毫米波等效折射率，但由于SiO2介电损耗正切角大于LN介质，大幅增厚SiO2缓冲层会带来显著增大的损耗，从而降低调制性能。调制器中，中心电极的宽度应尽量接近于LN光波导的宽度，以使光波导中获得较大的电场值，为此本文取其为8μm。

经过大量的结构参数调整，最后确定的结构参数为W＝34μm，S＝8μm，t＝30μm，r＝4μm，B＝0.8μm，R＝10μm，获得了较好的性能，如图8所示。

由图8可知：获得的毫米波等效折射率为2.1；共面波导插入损耗小于3dB，77GHz处损耗小于2dB；共面波导特征阻抗大于47Ω，能较好地满足50Ω的阻抗匹配要求；脊波导及缓冲层的应用较好地将电场拉到介电常数较低的介质中，使调制器结构满足了速率匹配的要求，同时避免了LN介质中的矩形波导模的出现。根据前文的理论分析，基于仿真结果进行计算，得到的半波电压低于7V，调制导体损耗小于0.17dB／（cm·GHz1／2），介质损耗小于0.01dB／（cm·GHz），优于国外当前同类调制器水平（见表2）［17］。

表2 设计结果与国外当前同类调制器比较Tab.2 Comparison of design results to similar abroad modulators

3 射频模块设计

在毫米波上变频前端集成中，天线接收的微弱毫米波信号需在处理后再加于毫米波EOM上对激光进行调制，其中需应用射频电路，其性能需要验证以免引入大损耗等问题。本文对模块中需要应用的矩形波导－CPW转换、带通滤波器等结构进行了设计仿真，以获得满足应用条件的结果。PIN开关和用于放大毫米波信号的LNA可选用商业贴片元件。

3.1 矩形波导－CPW转换

在调制器测试、实际应用中，常需将外部传输线与调制器共面波导结构连接。以往35GHz调制器应用中，常使用同轴线探针结构，但随着频率升高至65GHz，同轴线探针结构因高损耗、高成本和尺寸下降导致的结构强度低等问题而不再适用，矩形波导因没有上述问题且易与天线等器件连接而更适于本W波段的上变频模块。之前研究中各类矩形波导－CPW传输转换结构，多数由于带宽、需要截断介质等因素不适于本文接收前端中PONCHAK等最早提出的使用余弦鳍线和收缩槽很好地将矩形波导TE10模转换到CPW模（此类转换方法较适应LN电光调制器的特殊情形）［18］。本文根据电光调制器的需求，设计了WR－10矩形波导－CPW转换模块，并用HFSS软件进行仿真计算。

转换模块的模型结构如图9所示。矩形波导中引入的余弦鳍线和收缩槽能较好地将CPW模渐变为矩形波导TE10模，使用了长度4mm的余弦鳍线及2.6mm收缩槽，并在CPW末端将其放宽3倍左右以利于简化加工工艺，使用了较CPW中心电极宽1倍的鳍线以将CPW中电场提升到其上方并减小两者对准位置差异的影响。因放宽后的CPW电极间隙较鳍线厚度更宽，鳍线位置的偏移及角度的偏差对传输性能无明显影响；延伸到CPW中心电极结束处的LN脊波导有助于保持将电场提升到CPW上方并防止基底介质波导模的出现。

仿真所得的模块S参数和端口特征阻抗值如图10所示。

由图10可知：获得的损耗约1dB，并成功地将WR－10矩形波导特征阻抗转换为CPW的50Ω特征阻抗值。

3.2 带通滤波器

在W波段器件应用时，所需滤波器件可由市售购得，但增加器件数量意味着体积、重量和成本的增加，在单个焦平面成像应用中，成像分辨率会随焦平面尺寸及带宽的增大而优化，但在分布孔径成像应用中，成像分辨率可用增大天线间距离改善，另外77GHz附近毫米波器件（LNA、PIN开关等）在汽车自动防撞及高速无线通信系统中应用较多，成本优势较大，故选择77GHz附近应用是一种较优选择。

设计了一种双极切比雪夫滤波器，2个四分之一波长谐振器使滤波器成功获得了中心频率在77GHz的6GHz带通滤波，如图11所示。因在成像应用中，滤波器的衰减特性并不重要，故此滤波器能满足应用需求。滤波器加工中尺寸误差将会导致性能较大的变化，但此滤波器最小尺寸小于上述调制器的最小尺寸，故加工难度不会太大。

在该毫米波上变频模块加工中，由于体积、外形等需求，可能需调整CPW传输线的方向，本文对90°CPW转弯部分进行了仿真及优化。采用的80μm曲率半径转弯部分损耗低于1dB，在滤波器通带范围内插损低于0.1dB，回波小于30dB，如图12（a）、（b）所示。由于应用LN脊波导利于将CPW中电场提升到低损介质中，故转弯部分应保持CPW中心电极下方的脊波导，同时由于脊结构中光波导无需改变方向，故应当维持原方向的脊结构，如图12（c）所示。

4 结束语

本文对W波段毫米波上变频前端进行了设计，对关键器件LN电光调制器进行了理论分析与设计优化，设计的电光调制器具有2.14的毫米波等效折射率和大于47Ω的特征阻抗，较好地满足了调制器必须的匹配需求，调制器导体损耗小于0.017dB／（cm·GHz1／2），介质损耗小于0.01dB／（cm·GHz），半波电压理论值低于7V，与国外当前同类调制器水平相比，降低了毫米波损耗和半波电压值，实现了优化。对接收前端中矩形波导－CPW转换结构和带通滤波器等器件进行了设计，仿真分析表明获得的性能较优。为能应用于实际工程，后续将对设计的W波段毫米波上变频模块进行加工与测试。

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Research on Design and Optimization of Millimeter Wave Frequency Receiver Front－End

LI Xing－ke，HE Yun－tao，ZHANG Qiao－yue
（School of Electronic Information Engineering，Beihang University，Beijing 100191，China）

For the requirement of broadband millimeter－wave imaging system，the design and optimization of millimeter wave frequency receiver front－end were studied to realize the electric－optic modulator with high bandwidth and high sensitivity for up－conversion.Each part of the W－band frequency receiver front end was analyzed.The electromagnetic simulation was carried out for millimeter－wave coplanar waveguide designed by HFSS software.The effect of structure parameters on performance was discussed，which were the thickness of buffer layer，height of electrode and distance between electrodes.The optimal performance was obtained by adjusting the structure parameters.The radio frequency module was designed.The designed W－band electro－optic modulator has a halfwave voltage below 7V，and conduction loss was lower than 0.17dB／（cm·GHz1／2）and dielectric loss was lower than 0.01dB／（cm·GHz），which are better than other similar modulators.The S21of the designed rectangle waveguide－CPW transition is lower than 1dB；the two－pole Chebyshev filter is designed at 77GHz with 7GHz bandwidth.The frequency up－conversion receiving front－end based on these parts has advantages as low loss and small volume，and is convenient for application.

W band；millimeter wave imaging；optical frequency up－conversion；electric－optic modulator design；receiving front end；integrated photonics；structure parameter；performance optimization

TN25

A

10.19328／j.cnki.1006－1630.2017.01.002

1006－1630（2017）01－0011－09

2016－06－02；

2016－08－02

国家自然科学基金资助（11673079）；上海航天创新基金资助（SAST2015090）

李兴珂（1993—），女，硕士生，主要研究方向为物理电子学。