随钻测井仪器井下数据及信号通讯传输模块设计

王秋然

（大庆钻探工程公司钻井工程技术研究院钻井工艺研究所，黑龙江大庆163000）

1 主控芯片D/A转换设计要求

要求：将模拟信号转化为数字信号，进行处理后输出模拟信号。输入延迟从接收模块到逻辑模块之间延迟为3.1ns，逻辑模块到输出模块之间延迟为3.1ns。

验证：将模拟量进行二进制展开，对应的每一位按照由低向高的顺序将其加权计算后的计算值相加，所得的总模拟量就与数字量成正比，所得到的结果与数字量一一对应成比例关系。由此可以实现将数字信号转换为模拟信号。

其中为二进制数按位权展开转换成的十进制数值。

由此有[1]：

进一步简化可得：

通过上式可得结论如图1所示。

图1 10位A/D结果格式

由此，实现D/A转换，符合设计标准。

比较器设计要求：输出电压响应时间小于5ns，高电平转低电平信号时间小于10ns，输出电压信号噪声小于0.2mV。

2 计算验证

比较器电路原理图如2所示。

图2 比较器电路原理

设计电路时，差分计算器选用的为PMOS管，其精度高，功耗少，在做双路差分计算时，误差更小。这2个信号差分前，并不一致，其中电压较低的，其打开状况较好，通过的电流值也更高；差分计算之后，会将输出电压拉高，同时反馈给输入电路。输入端采用的是NMOS管控制信号，分别为M9和M10，当电源电压Vc电压值较低时，M10的栅电压会被拉升，M9则处于临界开启状态，此时V0输出的是高电压信号。图2中，栅电压噪声过高时，相应的电流也会升高，使用M8和M9抑制过高的电压和电流。电路的输入端是两路信号，经过差分处理后，输入一路信号，在计算过程中，通过弱化输入信号去掉噪声杂波，但同时输出的信号幅度也小很多，因此要进行末端电路信号放大，同时在末端加入反相器，使电路在放大电压电流时，不会信号失真[2]。

M6和M7管完全匹配，M9、M10流过 M5的电流平分流过M6、M7。故有：

根据M9和M5的尺寸比可得到M9的电流。同理，也可得到M10电流，将I10电流按M16和M4的尺寸比镜像到I16。即：

由平衡条件可知：

I16=I15，I5=2I10

即：

考虑沟道调制效应后，可得系统增益为：

这样，由：

可得系统输入失调电压为：

通过计算可以发现，在放大末端输出电流和电压的同时，噪声信号也会被同时放大，使电路容易产生失真信号。这时需要根据需求，将输出信号的电压和电流放大在合理的范围内。通过对比和试验，发现增益为90的情况下，信号失真度和放大程度都满足设计要求。在输入端控制电压的宽长比，可以从输入端就将电压的失调性降低，为后部电路处理提供方便。最后，调整完输入电路电压以及输出电路放大增益之后，失调电压维持在0.115mV左右，满足设计要求。

电路中，比较器在比较电压传输电压的过程中，会出现延迟，根据原理及顺序的不同，延迟可分为三级。第一级延迟是从静态工作点跳变到第二级跳变点所用时间，假设驱动第二级器件在跳变过程中大部分时间处于饱和区，并可近似认为有一恒定电流驱动寄生负载电容。那么，第一级延迟为：

其中：

第二级延迟是在第一级延迟时间结束时输出一个阶跃变化的信号开始的，可以通过输出的任一电源跳变到下级跳变电压的时间计算出来，因此，I16可用于确定第二级输出速度。这样，其第二级延迟为：

同样，第三级延迟是由输出反相器产生的，延迟时间的计算主要是根据输入电压上升到50%与输出电压下降到50%的时间。

基于以上几点，本电路的总延迟为：

ΔT=ΔT1+ΔT2+ΔT3

3 仿真结果分析

经过分析原理和公式计算，在仿真时，本文采用的是工艺为1.2μm的CMOS管，参数模型采用的是HSPICE模型。在比较器仿真时，外部电源电压设为3V，电路中使用的各个元器件性能设为最小值，输入信号噪声控制在90之内，输入电路增加反相器以及信号放大器。通过调整各部分参数，最终使各器件达到饱和状态。

带宽脉冲调制器的正端输入是频率为1MHz的锯齿波信号，要求在-3dB时频率要大于1MHz。本设计在调整后经仿真得到的带宽脉冲比较器小信号仿真波形如图3所示。由图3可见，其正常增益达到了80dB，在-3dB时的宽带接近1MHz，截至频率大于100MHz。

图3 信号仿真波形

加入差分对管的目的是提升转换速率，以便能够加快比较器的翻转。实验结果表明，本电路的输出达到3V所用的上升时间约4ns，下降时间约5.5ns，满足设计要求。

[1]孙肖子，张企民.模拟电路基础[M].西安电子科技大学出版社，2001：56-57.

[2]张传进.测井资料在钻井工程中应用现状及展望[J].天然气工业，2002,22（5）：55-57.